DC直流開(kāi)關(guān)電源

DC直流開(kāi)關(guān)電源,dc,直流,開(kāi)關(guān)電源 1摘 要本文設(shè)計(jì)了一個(gè)三路輸出的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng),首先將開(kāi)關(guān)電源與線性電源進(jìn)行對(duì)比，總結(jié)了開(kāi)關(guān)電源的優(yōu)點(diǎn),并對(duì)其當(dāng)前的發(fā)展以及在發(fā)展中存在的問(wèn)題進(jìn)行了描述，然后在對(duì)開(kāi)關(guān)電源的整體結(jié)構(gòu)進(jìn)行了介紹的基礎(chǔ)上，對(duì)開(kāi)關(guān)電源的主回路和控制回路進(jìn)行設(shè)計(jì)：在主回路中整流電路采用單相橋式、功率轉(zhuǎn)換電路采用單端正激功率轉(zhuǎn)換電路、采用增加副邊繞組的方法實(shí)現(xiàn)多路輸出，其中功率轉(zhuǎn)換電路（DC/DC 變換器）是開(kāi)關(guān)電源的核心部分，對(duì)此部分進(jìn)行了重點(diǎn)設(shè)計(jì)；控制電路采用 PWM 控制，控制器采用開(kāi)關(guān)電源集成控制器 GW1524、設(shè)計(jì)了過(guò)壓保護(hù)電路、電壓檢測(cè)電路和電流檢測(cè)電路，對(duì)各個(gè)部分的參數(shù)進(jìn)行了計(jì)算并進(jìn)行了元器件的選型。【關(guān)鍵詞】DC/DC 變換器、 PWM 控制、整流、濾波。2AbstractIn this paper,I designed a switch power supply system with three outputs: Compare the switch power with linear power at first , has summarized the advantage of the switch power ,have described its present development and there are natural questions in development. On the basis of the thing that the whole structure to the switch power has made an introduction, to the main return circuit and controlling the return circuit to design of the switch power: The rectification circuit adopts the single-phase bridge type in the main return circuit, the power changes the circuit and adopts and defies the power to change the circuit , realize by increasing the winding of one pair of sides single and well that many ways are exported, it is a key part of the switch power supply that the power changes circuit (DC/DC transformer ), have designed this part especially ; The control circuit adopts PWM to control, the controller adopts the switch power integrated controller GW1524, design the circuit to measure voltage and the circuit to el measure ectric current, selecting type of calculating and carrying on the components and parts the parameter of each part. Keyword ：DC/DC transformer , PWM control , rectification , straining waves. I目 錄1 概述 -11.1 開(kāi)關(guān)電源的基本原理 -11.2 開(kāi)關(guān)電源與線性電源的比較 -21.3 開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用 -21.4 開(kāi)關(guān)電源當(dāng)前存在的問(wèn)題 -32 整流電路的設(shè)計(jì) -52.1 整流電路的選擇 -52.1.1 單相半波整流電路 .62.1.2 單相橋式整流電路 .72.2 防止電流沖擊的設(shè)計(jì) -72.3 參數(shù)計(jì)算以及元器件的選型 -82.3.1 整流管參數(shù)計(jì)算 .92.3.2 變壓器參數(shù) .92.3.3 電容參數(shù)計(jì)算 .103 DC/DC 變換器的設(shè)計(jì) -113.1 控制方式的選擇 -113.2 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇 -123.2.1 推挽式功率轉(zhuǎn)換電路 .123.2.2 全橋式功率轉(zhuǎn)換電路 .133.2.3 半橋式功率轉(zhuǎn)換電路 .133.2.4 正向激勵(lì)功率轉(zhuǎn)換電路 .143.2.5 反向激勵(lì)功率轉(zhuǎn)換電路 .153.3 單端正激變換器的設(shè)計(jì) -153.3.1 工作原理 .163.3.2 能量再生線圈 P2 的工作原理 .173.3.3 多路輸出的設(shè)計(jì) .173.3.4 變壓器設(shè)計(jì) .17II3.3.5 電感的參數(shù)計(jì)算 .193.3.6 二極管和電容器的選擇 .213.3.7 開(kāi)關(guān)管的選擇 .214 控制電路的設(shè)計(jì) -234.1 控制模式的選擇 -234.1.1 電壓模式控制 .234.1.2 平均電流模式控制 .244.1.3 峰值電流模式控制 .254.1.4 滯環(huán)電流模式控制 .264.1.5 相加模式控制 .274.2 開(kāi)關(guān)電源集成控制器 -274.2.1 GWl524 的特點(diǎn) .284.2.2 1524 的極限使用值和主要電性能 .284.2.3 GW1524 的內(nèi)部結(jié)構(gòu) .284.2.4 GW1524 工作過(guò)程 .314.3 電壓檢測(cè)電路 -324.4 電流檢測(cè)電路 -334.4.1 電阻檢測(cè) .334.4.2 電流互感器檢測(cè) .344.5 啟動(dòng)和集成電路供電電路設(shè)計(jì) -354.6 保護(hù)電路的設(shè)計(jì) -365 結(jié)論及設(shè)想 -38致謝 -39參考文獻(xiàn) -40附錄 1：開(kāi)關(guān)電源原理圖 -41附錄 2：元器件清單 -4211 概述電子設(shè)備都離不開(kāi)可靠的電源，進(jìn)入 80 年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入 90 年代開(kāi)關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開(kāi)關(guān)電源，更促進(jìn)了開(kāi)關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。1.1 開(kāi)關(guān)電源的基本原理開(kāi)關(guān)電源就是采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)元件，通過(guò)周期性通斷開(kāi)關(guān)，控制開(kāi)關(guān)元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開(kāi)關(guān)電源的基本構(gòu)成如圖1-1 所示，DC-DC 變換器是進(jìn)行功率變換的器件，是開(kāi)關(guān)電源的核心部件，此外還有啟動(dòng)電路、過(guò)流與過(guò)壓保護(hù)電路、噪聲濾波器等組成部分。反饋回路檢測(cè)其輸出電壓，并與基準(zhǔn)電壓比較，其誤差通過(guò)誤差放大器進(jìn)行放大，控制脈寬調(diào)制電路，再經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)的通斷時(shí)間，從而調(diào)整輸出電壓。其結(jié)構(gòu)圖如圖 1-1 所示。V1 V0圖 1-1 開(kāi)關(guān)電源結(jié)構(gòu)圖DC/DC 變換器驅(qū)動(dòng)器 PWM比較放大取樣參考電壓21.2 開(kāi)關(guān)電源與線性電源的比較線性電源的原理圖如圖 1-2 所示：是先將交流電經(jīng)過(guò)變壓器變壓，再經(jīng)過(guò)整流電路整流濾波得到未穩(wěn)定的直流電壓，要達(dá)到高精度的直流電壓，必須經(jīng)過(guò)電壓反饋調(diào)整輸出電壓。它的缺點(diǎn)是需要龐大而笨重的變壓器，所需的濾波電容的體積和重量也相當(dāng)大，而且電壓反饋電路是工作在線性狀態(tài)，調(diào)整管上有一定的電壓降，在輸出較大工作電流時(shí)，致使調(diào)整管的功耗太大，轉(zhuǎn)換效率低，還要安裝很大的散熱片。這種電源不適合計(jì)算機(jī)等設(shè)備的需要，將逐步被開(kāi)關(guān)電源所取代。圖 1-2 線性電源的原理圖開(kāi)關(guān)電源的原理圖如圖 1-3 所示：是將交流電先整流成直流電，在將直流逆變成交流電，在整流輸出成所需要的直流電壓。圖 1-3 開(kāi)關(guān)電源的原理圖開(kāi)關(guān)電源和線性電源相比，具有以下優(yōu)點(diǎn)：體積小、重量輕（體積和重量只有線性電源的 30%） 、效率高（一般為 70%而線性電源只有 40%） 、自身抗干擾性強(qiáng)、輸出電壓范圍寬、模塊化等優(yōu)點(diǎn)。但也存在一些缺點(diǎn)：由于逆變電路中會(huì)產(chǎn)生高頻電壓，對(duì)周圍設(shè)備有一定的干擾，需要良好的屏蔽及接地。1.3 開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用當(dāng)前,開(kāi)關(guān)電源新技術(shù)產(chǎn)品正在向以下“四化”的方向發(fā)展:應(yīng)用技術(shù)的高頻化;硬件結(jié)構(gòu)的模塊化;軟件控制的數(shù)字化;產(chǎn)品性能的綠色化。由此,新一代開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)含量大大提高,使之更加可靠、成熟、3經(jīng)濟(jì)、實(shí)用。開(kāi)關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開(kāi)關(guān)電源小型化，并使開(kāi)關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。近年,有些公司把開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路也裝到功率模塊中去,構(gòu)成了“智能化”功率模塊(IPM),這樣縮小了整機(jī)的體積,方便了整機(jī)設(shè)計(jì)和制造。為了提高系統(tǒng)的可靠性,有些制造商開(kāi)發(fā)了“用戶專用”功率模塊(ASPM),它把一臺(tái)整機(jī)的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個(gè)模塊中,使元器件間不再有傳統(tǒng)的引線相連,這樣的模塊經(jīng)過(guò)嚴(yán)格、合理的、熱、電、機(jī)械方面的設(shè)計(jì),達(dá)到優(yōu)化完善的境地。 開(kāi)關(guān)電源是一種采用開(kāi)關(guān)方式控制的直流穩(wěn)定電源,它以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于以電子計(jì)算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備,是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。而當(dāng)我們把開(kāi)關(guān)電源的研究擴(kuò)大到可調(diào)高電壓、大電流時(shí),以及將研究新技術(shù)應(yīng)用于 DC/AC 變換器,即開(kāi)拓了大功率應(yīng)用領(lǐng)域,又使開(kāi)關(guān)電源的應(yīng)用范圍擴(kuò)大到了從發(fā)電廠設(shè)備至家用電器的所有應(yīng)用電力、電子技術(shù)的電氣工程領(lǐng)域。作為節(jié)能、節(jié)材、自動(dòng)化、智能化、機(jī)電一體化的基礎(chǔ)的開(kāi)關(guān)電源,它的產(chǎn)品展現(xiàn)了廣闊的市場(chǎng)前景。例如,發(fā)電廠的貯能發(fā)電設(shè)備、直流輸電系統(tǒng)、動(dòng)態(tài)無(wú)功補(bǔ)償、機(jī)車牽引、交直流電機(jī)傳動(dòng)、不停電電源、汽車電子化、開(kāi)關(guān)電源、中高頻感應(yīng)加熱設(shè)備以及電視、通訊、辦公自動(dòng)化設(shè)備等。1.4 開(kāi)關(guān)電源當(dāng)前存在的問(wèn)題當(dāng)我們對(duì)該技術(shù)進(jìn)行深入研究后卻發(fā)現(xiàn)它仍然存在著一些問(wèn)題需要解決，而且有的問(wèn)題還帶有全局性：采用定頻調(diào)寬的控制方式來(lái)設(shè)計(jì)電源，都以輸出功率最大時(shí)所需的續(xù)流時(shí)間為依據(jù)來(lái)預(yù)留開(kāi)關(guān)截止時(shí)間的，則負(fù)載所需的功率小于電源的最大輸出功率時(shí)就必然造成了工作電流的不連續(xù)；“反峰電壓”是開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間存入高頻變壓器的勵(lì)磁能量在開(kāi)4關(guān)關(guān)斷時(shí)的一種表現(xiàn)，而勵(lì)磁能量只能在、也必須在開(kāi)關(guān)關(guān)斷后的截止期間處理掉，既能高效處理勵(lì)磁能量又能有效限制反峰電壓的辦法是存在的，那就是要及時(shí)地為勵(lì)磁能量提供一個(gè)“低阻抗通道” ，并且為勵(lì)磁能量的通過(guò)提供一段時(shí)間，但 “單調(diào)”控制方法不具備這一條件；高頻變壓器的磁通復(fù)位問(wèn)題；傳統(tǒng)的電流取樣方法是在功率回路中串聯(lián)電阻，效率不高，這個(gè)問(wèn)題向來(lái)是電源技術(shù)，尤其是以小體積、高功率密度見(jiàn)長(zhǎng)的開(kāi)關(guān)電源技術(shù)發(fā)展的“瓶頸” ；高頻開(kāi)關(guān)電源的并聯(lián)同步輸出問(wèn)題。以上的問(wèn)題看似彼此獨(dú)立，其實(shí)它們之間存在著一定的關(guān)聯(lián)性解決這些問(wèn)題，也許還是一條艱難而漫長(zhǎng)的路。52 整流電路的設(shè)計(jì)整流是將交流電變成脈動(dòng)直流電的過(guò)程。電源變壓器輸出的交流電經(jīng)整流電路得到一個(gè)大小變化但方向不變的脈動(dòng)直流電。整流電路是由具有單向?qū)щ娦缘脑缍O管、晶間管等整流元件組成的。2.1 整流電路的選擇單相整流電路有兩種：電容輸入型電路和扼流圈輸入型電路電容輸入型的基本電路如圖 2-1：（a）為半波整流電路（b）為中間抽頭的全波整流電路（c）橋式整流電路（d）倍壓整流電路。1234BRIDGE11234BRIDGE11234BRIDGE11234BRIDGE1RRRC CCCSSCRRH(a) (b)(c) (d)圖 2-1 電容輸入型的基本電路圖 2-2 為扼流圈輸入型基本電路，用于負(fù)載電流 I0 較大的電路，扼流圈 L 的作用是抑制尖峰電流。兩種基本電路的比較如下：(1)開(kāi)關(guān)電源多采用脈寬調(diào)制方式，空載時(shí)開(kāi)關(guān)晶體管的導(dǎo)通時(shí)間非常短。其導(dǎo)通時(shí)間隨開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法不同而異，也有采用控制開(kāi)關(guān)晶體管電路的延時(shí)進(jìn)行的間歇開(kāi)關(guān)工作，這6時(shí)，若采用扼流圈輸入型整流電路，接近空載時(shí)，扼流固變?yōu)榕R界值，逆流電路由扼梳閡輸入型變?yōu)闃I(yè)為電容輸入型。為此，從滿載到空載變動(dòng)時(shí)，整流輸出電壓變動(dòng)較大，空載時(shí)有可能進(jìn)入間歇開(kāi)關(guān)領(lǐng)域。(2)開(kāi)關(guān)電源的特點(diǎn)是效率高而體積小，若使用扼流圈時(shí)，為提高負(fù)載調(diào)整率需要接入扼流圈以及阻尼電阻。(3) 扼流圈可能與次級(jí)側(cè)濾波回路產(chǎn)生諧振。因此，開(kāi)關(guān)電源的輸入整流電路采用電容輸入型。圖 2-2 扼流圈輸入型基本電路2.1.1 單相半波整流電路單相半波整流電路是最簡(jiǎn)單的整流電路如圖 2-3，僅利用一個(gè)二極管來(lái)實(shí)現(xiàn)整流功能。單相半波整流電路的輸出電壓平均值為：（ 為變壓器副邊輸出電2U壓的有效值） 200 45.0)(sin21tUTrTRANS1DBRLA50HZ U0220V7圖 2-3 單相半波整流電路82.1.2 單相橋式整流電路單相半波整流電路的缺點(diǎn)是只利用了電源的半個(gè)周期，輸出電流較小，同時(shí)整流電壓的脈動(dòng)較大。全波整流電路可以克服這些缺點(diǎn)，其中最常用的是單相橋式整流電路，它是由四個(gè)二極管接成電橋的形式構(gòu)成的?？梢钥吹?，四個(gè)二極管分為兩組，正負(fù)半周輪流導(dǎo)通，但負(fù)載上電流方向不變，此即為全波整流。圖 2-4 單相橋式整流電路單相橋式整流電壓的平均值為： （ 為變壓器副邊輸出209.U電壓的有效值）,比半波整流輸出電壓高。因此，整流電路選用單相橋式整流電路。2.2 防止電流沖擊的設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源輸入大多為電容輸入型，當(dāng)電源剛接通時(shí)，就會(huì)有非常大的對(duì)電容充電的沖擊電流。例如，線路阻抗若為 0.5 輸入交流 100V 電壓，若在其峰值時(shí)開(kāi)關(guān)接通，則沖擊電流就達(dá) 282A 。如此大的沖擊電流可能會(huì)損壞輸入保險(xiǎn)絲、整流二極管和電容等。防止沖擊電流的最簡(jiǎn)單方法是在線路個(gè)接入一只電阻。如圖 2-5(a)所示，但平常電阻有損耗，這種方法適用小功率開(kāi)關(guān)電源 圖 2-5(b)和(c )也是采用電阻。但與電阻并聯(lián)一只開(kāi)關(guān)(繼電器觸點(diǎn)和晶閘管)，電源接通時(shí)，開(kāi)關(guān)斷開(kāi)，電阻防止沖擊電流，正常工作時(shí)，與電阻并聯(lián)的開(kāi)關(guān)接通。把電阻短路，減小了電阻損耗。這種方法適用于中等容量的開(kāi)關(guān)電源。圖 2-5(d)是采用熱敏電阻的方法、熱敏電阻 RH 的阻值隨溫度增加而減小，防止了沖擊電流，平時(shí)損耗又小。本設(shè)計(jì)欲采用串熱敏電阻的方法。9圖 2-5 防止電流沖擊的方法本設(shè)計(jì)的整流電路如圖 2-6：1234BRIDGE1Tr1TRANS1RVFUSE1+C1LED1LED2R1R2220VRH圖 2-6 整流電路圖2.3 參數(shù)計(jì)算以及元器件的選型由于開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A，則輸出功率 WP1062531450 10如果考慮變壓器的效率 80%，則整流電路的輸出功率應(yīng)為： WP5.132%80/0則可以設(shè)定整流電路輸入電壓 ，輸出電壓 100V、電流 1.5A。VU12.3.1 整流管參數(shù)計(jì)算整流輸出電壓為 Vs=100V，則變壓器次級(jí)電壓： VS1.9.02考慮到變壓器二次側(cè)及管子的壓降，變壓器二次側(cè)電壓大約需要提高 10%，則： U2.1.12二極管的最大反向電壓： VRM8.7.二極管平均電流： mAID5021可選用 1N4003/A（代用型號(hào) ZCI11B）整流二極管，最高反向工作電壓為 200V,額定工作電流為 1A。 2.3.2 變壓器參數(shù)則變壓器變比為： 5:92.10N變壓器二次側(cè)電流有效值： AI67.90.2變壓器的容量為： VVIU.23.12如果考慮變壓器的效率 =80%則 A6.548.0/67.31112.3.3 電容參數(shù)計(jì)算整流電路負(fù)載 RL=U0/I0=100V/1.5A=66.7 在工程中，一般取 STCRL05.215由于 7.6LR則 FC631075.0/5. 選用 、耐壓為 150V 的極性電解電容。F1123 DC/DC 變換器的設(shè)計(jì) DC/DC 變換器進(jìn)行功率變換，是采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)元件，通過(guò)周期性通斷開(kāi)關(guān)，控制開(kāi)關(guān)元件的占空比來(lái)調(diào)整輸出電壓，將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波，它是開(kāi)關(guān)電源的核心部分，開(kāi)關(guān)電源 DC/DC 變換器有多種電路方式，常有的有工作波形為方波的脈寬調(diào)制（PWM）變換器以及工作波形為正弦波的諧振變換器?；竟ぷ髟砣鐖D 3-1 所示。圖 3-1 DC/DC 變換器的基本原理圖它是一種控制開(kāi)關(guān) S 通/斷時(shí)間的比例，用電抗器與電容器蓄積能量的元件。對(duì)續(xù)流的波形進(jìn)行平滑處理，從而更有效地調(diào)整功率流的電路。斬波器的工作方式有兩種，一是脈寬調(diào)制方式 TS 不變，改變 ton（通用） ，二是頻率調(diào)制方式，t on 不變，改變 TS（易產(chǎn)生干擾） 。DC /DC 變換器按輸入輸出的隔離方式分有隔離方式與非隔離方式；按開(kāi)關(guān)的控制方式分有自勵(lì)式和它勵(lì)式，以及脈寬調(diào)制、脈頻調(diào)制與幅度調(diào)制等多種方式。3.1 控制方式的選擇對(duì)于 TRC 變換器，有兩種工作方式：一種是保持開(kāi)關(guān)工作周期不變，控制開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間 Ton 沖寬度調(diào)制（PWM）方式，二是保持導(dǎo)通時(shí)間 Ton，改變開(kāi)關(guān)工作周期 T 的脈沖頻率調(diào)制方式（PFM） 。脈沖寬度調(diào)制（PWM）變換器就是通過(guò)重復(fù)通斷開(kāi)關(guān)方式把一種直13流電壓（電流）變換為高頻方波電壓（電流） ，再經(jīng)過(guò)整流平滑后變?yōu)榱硪环N直流電壓輸出。PWM 變換器由功率開(kāi)關(guān)管、整流二極管及濾波電路等元件組成。對(duì) PWM 變換器，加在開(kāi)關(guān)管 S 兩端的電壓 us 通過(guò) S 的電流 is 近似為方波，如圖 3-3 所示圖 3-2 PWM 變換器的工作波形占空比 D 定義為：ofnoT（31）3.2 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇PWM 型穩(wěn)壓電源功率轉(zhuǎn)換電路有挽推、全橋、半橋以及單端反激、單端正激等。3.2.1 推挽式功率轉(zhuǎn)換電路控制開(kāi)關(guān)晶體管 VT1 和 VT2 的基極，VT 1 和 VT2 以 PWM 方式激勵(lì)而交替通晰，將輸入直流電壓變換成高頻方波交流電壓。當(dāng) VT1 導(dǎo)通時(shí)，輸入電源電壓 VI 通過(guò) VT1 加到高頻變壓器 T1 的初級(jí)繞組 Nl，由于 T1 具有兩個(gè)匝數(shù)相等主繞組 N1 故在 VT1 導(dǎo)通時(shí)，在截止晶體管 VT2 上將加有兩倍的電源電壓 2VI。當(dāng)基極激勵(lì)信號(hào)消失時(shí)，一對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管均截止，其集電極施加電壓均均為 2VI。當(dāng)下半個(gè)周期，VT 2 激勵(lì)導(dǎo)通，VT 1 截止，14基極激勵(lì)信號(hào)消失，一對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管又都均截止，V CE1 和 VCE2 均為 VI。下一個(gè)周期五復(fù)上述過(guò)程。在品體管導(dǎo)通過(guò)程中，集電極電流除負(fù)載電流成分外，還包含有輸出電容器的充電電流和高頻變壓器的勵(lì)磁電流，它們均隨導(dǎo)通脈沖寬度的增加而線性上升。在開(kāi)關(guān)的暫態(tài)過(guò)程中，由于高頻變壓器次級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)整流二極管反向恢復(fù)時(shí)間內(nèi)所造成的短路以及為了抑制集電極電壓尖峰而設(shè)置的 RC 吸收網(wǎng)絡(luò)的作用，當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，將會(huì)有尖峰沖擊電流；在關(guān)斷瞬間，由于高頻變壓器漏感的作用，在集電極會(huì)產(chǎn)生電壓尖峰。推挽式轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓 V02NDV I，式中，N 為變壓器的匝比，D 為晶體管的占空比，其優(yōu)點(diǎn)是：轉(zhuǎn)換效率高；經(jīng)濟(jì)實(shí)用；變壓器的利用率高；輸入輸出間隔離；晶體管加相同電壓，控制電路直接對(duì)其激勵(lì)，不需要驅(qū)動(dòng)變壓器。不足之處是：需要一對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管；晶體管的耐壓需要是輸入電壓的 2 倍；直流分量加到變壓器上，使其磁心易飽和。3.2.2 全橋式功率轉(zhuǎn)換電路工作原理是：當(dāng)一組開(kāi)關(guān)晶體管（例如 VT1、VT 4）)尋通時(shí)，截止晶體管(VT 2、 VT3)上加的電壓即為輸入電壓 VI。當(dāng)所有的晶體管截止時(shí)，同臂上的兩只開(kāi)關(guān)晶體管共同承受輸入電壓即 VI/2。由高頻變壓器漏感引起的電壓尖峰，當(dāng)其超過(guò)輸入電壓時(shí)，反向并接在開(kāi)關(guān)晶體管的集射之間的告訴續(xù)流二極管便導(dǎo)通，集電極電壓被鉗位在輸入電壓上。由此可見(jiàn)，全橋式電路開(kāi)關(guān)晶體管穩(wěn)態(tài)時(shí)其最高加的電壓即為輸入電壓，暫態(tài)過(guò)程的尖峰電壓亦被鉗位在 VI，比推挽式電路低一半，晶體管可選用耐壓低的元件；而且，鉗位二極管將漏感儲(chǔ)能量饋送給輸入電源，有利于提高效率，并可獲得大功率輸出，可大于 750W。缺點(diǎn)是：使用 4 只開(kāi)關(guān)晶體管，需要 4 組彼此隔離的基極驅(qū)動(dòng)電路，電路復(fù)雜，元器件多。153.2.3 半橋式功率轉(zhuǎn)換電路工作原理簡(jiǎn)介如下：當(dāng)一對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管管截止時(shí)，若電容 C01 和 C02的容量相等而且電路對(duì)稱，則電容中點(diǎn) A 的電壓為輸入電壓的 半，即為 VC01=VC02=VI/2。當(dāng) VT1 被激勵(lì)導(dǎo)通時(shí)，電容 C01 將通過(guò) VT1，和變壓器 T1 的初級(jí)繞組 N1 放電，同時(shí)，電容 C02 則通過(guò)輸入電源、VT 1 和 VI的初級(jí)繞組 Nl 充電、中點(diǎn) A 的電位在充放電過(guò)程中將按指數(shù)規(guī)律下降。在 VTl 導(dǎo)通終了時(shí)，V A 將下降至 VI/2 VI；接著是一對(duì)晶體管都截止的期間，此時(shí)，V CE1=VC01，V CE2=VC02 都接近輸入電源電壓的一半；當(dāng)VT2 激勵(lì)導(dǎo)通時(shí)，電容 C01 將被充電，電容 C02 將放電，中點(diǎn) A 電位在VT2 導(dǎo)通終了時(shí)將增至 VI/2+ VI，即中點(diǎn) A 的電位在開(kāi)關(guān)過(guò)程中將在VI/2 的電位上以 VI 的幅度作指數(shù)變化。當(dāng)一個(gè)晶體管導(dǎo)通時(shí)，截止晶體管上加的電壓約為等于輸入電壓，晶體管由導(dǎo)通轉(zhuǎn)為截止的過(guò)程中，漏感引起的尖峰電壓被二極管鉗位，因此，開(kāi)關(guān)管上承受的最高電壓不超過(guò)電源電壓。而且，晶體管的數(shù)量只是全橋式的一半，這是其優(yōu)點(diǎn)。但要得全橋和推挽式電路相同的輸出功率，開(kāi)關(guān)晶體管必須流經(jīng)兩倍的電流，因此，一般適宜獲得中等功率輸出。然而半橋式電路具有抗不平衡能力。為此，獲得其廣泛應(yīng)用。3.2.4 正向激勵(lì)功率轉(zhuǎn)換電路 加在變壓器上電壓是振幅等于輸入電壓 VI，寬度為開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間TON 沖波形。變壓器次級(jí)側(cè)電壓經(jīng)過(guò)極管整流變?yōu)橹绷?。正激變換器的優(yōu)點(diǎn)：(1)正激變換器的銅損較低。因?yàn)槭褂脽o(wú)氣隙的鐵芯，電感值較高，原邊與副邊的峰值電流較小。因此，銅損較小。在多數(shù)情況下，減小程度不足以允許使用小一級(jí)尺寸的鐵芯，但會(huì)使變壓器的溫度稍為降低一些。(2)副邊紋波電流明顯衰減。因?yàn)?，在一定輸出?fù)載時(shí)，輸出電感器和續(xù)流二極管的存在使得儲(chǔ)能電容電流保持在較小的數(shù)值上。正激變換16器的能量?jī)?chǔ)存于輸出電感器是有利于負(fù)載的，儲(chǔ)能電容可以取得很小，因它只用來(lái)協(xié)助降低輸出紋波電壓。而且相對(duì)反激變換器而言，電容上通過(guò)紋波電流定額值要求小一些。(3)如果加假負(fù)載，則效率會(huì)在同等功率輸出下，正激變換器集電極峰值電流小得多，開(kāi)關(guān)管 Tr 的峰值電流較低。理由同(1)。(4)因?yàn)榧y被電流小，紋被電壓小。3.2.5 反向激勵(lì)功率轉(zhuǎn)換電路工作原理簡(jiǎn)介如下：在晶體管 VT1 導(dǎo)通期間，變壓器 T1 的初級(jí)繞組N1 中電流線性增長(zhǎng)(V I=Ldi/dt )，繞組電感中存儲(chǔ)能量 (12L i2)，此時(shí)，T1 的次級(jí)側(cè)的二極管 VD1 阻斷電流流通；在晶體管 VT1 截止期間，電感中存儲(chǔ)的能量通過(guò)二極管 VD1 釋放給負(fù)載：反激變換器雖然不需要電感，但有開(kāi)關(guān)管(包括原邊和副邊繞組)和濾波電容紋波電流大的不足；缺點(diǎn)是晶體管的尖峰電流較大，需要較大的濾波電容等。此電路適用于輸出功率為 200W 的電源。3.3 單端正激變換器的設(shè)計(jì)單端正激變換器主回路如圖 3-4 所示。它是在 Buck 電路的開(kāi)關(guān) S 與續(xù)流二極管 D 之間加入單端變壓隔離器而得到的。CD2D1D3T1TRANS1P1RLP2TTIGBT圖 3-3 單端正激變換電路原理圖由于正激式變換器的隔離元件 T1 純粹是個(gè)變壓器，因此在輸出端需附加一個(gè)電感器 L 作為能量的儲(chǔ)藏及傳送元件。電路中必有一個(gè)續(xù)流二17極管，同時(shí)也要注意到變壓器原邊和副邊線圈具有相同的同銘端。由于是正激工作方式，副邊有電感器，折算至原邊電感量較大。一般電感量越大越好，使得 IP 較小。變壓器 T1 的另一個(gè)繞組 P2 與二極管 Dl 串聯(lián)后接至 Vs。這個(gè)繞組主要起去磁復(fù)位的作用。3.3.1 工作原理在 Tr 導(dǎo)通時(shí)，在原邊繞組接向電源 Vs，同一時(shí)間內(nèi)，副邊繞組把能量傳遞到輸出端。當(dāng) Tr 關(guān)斷時(shí)，續(xù)流二極管 D3 和儲(chǔ)能元件 L 構(gòu)成放能的回路，繼續(xù)對(duì)負(fù)載電阻 R0 供能。 當(dāng)晶體管 TT 導(dǎo)通時(shí)，設(shè)副邊電壓為 Vs，則電感 L 內(nèi)的電流將直線增加，如下式所示：（3-LVdtiSL02）當(dāng)晶體管 Tr 關(guān)斷時(shí)，由于反激作用，電感上電壓反向，D 3 導(dǎo)通，構(gòu)成續(xù)流回路，而電感上的電壓等于輸出電壓 Vo(忽略二極管壓降)，L上電流 iL 的衰減由下式定義：（3-VdtiL03）由上式可知，電感 L 的大小，只是影響 diL/dt, 或者說(shuō)，影響電流的峰峰值。電流平均值應(yīng)與輸出電流 I0 相等。正激變換器輸出電壓的大小取決于變壓器的匝比和晶體管 Tr 的導(dǎo)通占空比導(dǎo)通時(shí)間與周期的比，即導(dǎo)通占空比：（3-SponsVTtV04）18式中 副邊與原邊的匝比psn導(dǎo)通時(shí)間與周期的比，即導(dǎo)通占空比SonTt原邊繞組施加的電源電壓（V） 。S當(dāng)輸入電壓及占空比固定時(shí)，輸出電壓與負(fù)載電流無(wú)關(guān)。因此，這個(gè)電路結(jié)構(gòu)提供了特有的低輸出阻抗的特點(diǎn)。3.3.2 能量再生線圈 P2 的工作原理在 Tr 導(dǎo)通時(shí)，變壓器接受的能量除磁化電流外都傳遞到輸出端。在Tr 關(guān)斷，反激作用期間，輸出二極管 Dl 反偏而不可能有鉗位作用或能量泄放的回路。磁化能量將引起較大反壓加在 Tr 的集一射極之間。為防止高反壓的出現(xiàn)，設(shè)置“能量再生線圈”P 2，經(jīng)二極管 D1，使儲(chǔ)存的能量運(yùn)送回電源 VS 中。只要有 的關(guān)系，D 3 上流過(guò)電流時(shí)，1PN，T r 上承受的集射極電壓為 2Vs。P2為了避免在 P1 和 P2 間存在的漏電感過(guò)大和因此產(chǎn)生的在晶體管集電極的電壓過(guò)高，一般采用原邊繞組 P1 與能量再生線圈 P2 雙線并繞的方法。3.3.3 多路輸出的設(shè)計(jì)只要增加變壓器的副繞組、電感器和二極管就可以得到多路直流電壓輸出。每個(gè)繞組將遵循正、反向伏秒值相等的原則。倘若負(fù)載在合理范圍變化時(shí),如果主輸出電壓不變，輔助輸出也將不變。若某一輸出負(fù)載降到電感臨界電流以下，這線路的輸出電壓將上升。最后，在負(fù)載為零時(shí)它將等于變壓器副邊峰值電壓。由于正激變換器負(fù)載電流低于臨界電流時(shí)輸出電壓升高，因此，應(yīng)19使最小負(fù)載電流仍在電感臨界電流值之上。若有負(fù)載為的情況時(shí)，則只能加固定電阻作為假負(fù)載，以求得電壓的穩(wěn)定。三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A。3.3.4 變壓器設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)方法有多種，可根據(jù)情況選擇。一般從計(jì)算原邊圈數(shù)開(kāi)始，按最大占空比和正常的直流電壓 VS 來(lái)計(jì)算原邊線圈。 按上述方法設(shè)計(jì)的理由是，副邊繞組都有一個(gè)電感器，當(dāng)有突變負(fù)載時(shí)，輸出電流的變化率受到限制。為了補(bǔ)償這個(gè)缺陷，控制線路應(yīng)能把占空比調(diào)到最大。在這種瞬變條件下，高的原邊電壓和最大導(dǎo)通脈寬同時(shí)加上，盡管時(shí)間很短，如果變壓器設(shè)計(jì)沒(méi)有考慮這種情況，也會(huì)引起磁飽和?？刂齐娐吩O(shè)計(jì)為：在最大輸入電壓時(shí)，限制控制電路的脈寬和變化的速率，這樣可防止兩個(gè)參數(shù)同時(shí)在最大值。能量再生繞組的必要性，說(shuō)明正激變換器的鐵芯有殘存能量是不好的。為了確保磁通在反激期間恢復(fù)到低的剩磁水平，并考慮偶而出現(xiàn)的較大磁密不致出現(xiàn)磁芯飽和，加一很小氣隙是很有必要的。（1）根據(jù)輸出功率選擇鐵心：三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A。輸出功率為： WP1062531450 若考慮 6%的余量則： .60選擇一個(gè)傳遞功率為 115W 的鐵心，SB9C 的 EER40，其有效橫截面積為 1.58cm2,磁感應(yīng)強(qiáng)度 B=220mT（2）計(jì)算原邊的繞組周期：20SfTS 3.103最大導(dǎo)通占空比 D=0.5 時(shí)： tSON7.62則最小原邊匝數(shù)為： 匝7.921584.0.(min) CONSPABtV取 93 匝。（3）計(jì)算副邊的繞組匝數(shù)若考慮市電 220V 以下波動(dòng)的情況，設(shè)向下波動(dòng)-20%則： VVS 80%1)20(min 15V 的副邊匝數(shù)為： 匝8.347.168095min15)( ONSPstT取 35 匝。12V 的副邊匝數(shù)為：匝8.27.1680392min12)( ONSPstVT取 28 匝。5V 的副邊匝數(shù)為： 匝6.17.80395min5)( ONSPstVT取 12 匝。213.3.5 電感的參數(shù)計(jì)算L 的最小值一般由所需維持最小負(fù)載電流的要求來(lái)決定。電感 L 中的電流分連續(xù)和不連續(xù)兩種丁作情況。不論何種情況只要輸入、輸出電壓保持不變，電流波形的斜率不會(huì)因負(fù)載電流的減小而改變。如果負(fù)載電流 ID 逐步降低，在 L 中的波動(dòng)電流最小值剛好為 0 時(shí)，臨界負(fù)載電流 Ioc 等于平均波動(dòng)電流，或電流峰一峰值的一半，即：（3-2)(PLOCII5）即定義為臨界情況。這當(dāng) IoIoc 時(shí)，i L 將進(jìn)入電流不連續(xù)狀況。否則，為連續(xù)狀況。在臨界點(diǎn)上下，傳遞函數(shù)是突然改變的。當(dāng)高于臨界電流時(shí)，輸出電壓與負(fù)載電流變動(dòng)無(wú)關(guān)。當(dāng)?shù)陀谂R界電流時(shí)(不連續(xù)工作狀況)，研究表明為達(dá)到穩(wěn)壓效果，占空比調(diào)節(jié)量由負(fù)載變量和輸入電壓變量共同決定。L 值的另一限制因素將出現(xiàn)在應(yīng)用于多輸出電壓的情況。因?yàn)榭刂骗h(huán)只與一個(gè)相關(guān)的輸出端閉環(huán)，當(dāng)此輸出端電流低于臨界值時(shí)，占空比將減少以保持此輸出端輸出電壓不變。對(duì)于其它輔助輸出端，假定其所帶的是恒定負(fù)載，在上述占空比下降的情況下，其電壓也下降。很明顯，這不是我們所希望的。因此，在多輸出電壓時(shí)，為了保持輔助輸出電壓不變，L 值應(yīng)大于所需最小值。也就是，如果輔助電壓要保持在一定的波動(dòng)范圍內(nèi)，則主輸出的電感必須一直超 過(guò)臨界值，即一直在連續(xù)狀態(tài)。電感的最大值通常受效率、體積、造價(jià)的限制。帶直流電流運(yùn)行的大電感造價(jià)是昂貴的從性能角度看，L 過(guò)大則限制了負(fù)載出現(xiàn)較大瞬時(shí)變化時(shí)輸出電流的最大變化率。 對(duì)于一般的要求，可以根據(jù)流經(jīng)電感的紋波電流峰峰值為輸出電流的 30%計(jì)算。22（1） 15V 的輸出端流經(jīng)電感的電流： AiL2.1%304電感兩端的電壓： VVNeIPSL 3.5930電感量為： HtieLON3107.62.1)15( （2） 12V 的輸出端流經(jīng)電感的電流： AiL9.0%3電感兩端的電壓： VVNeIPSL 1.85193280電感量為： HtieLON357.169.08)15( （3） 5V 的輸出端流經(jīng)電感的電流： AiL6.0%32電感兩端的電壓： VVNeIPSL 9.71593023電感量為： HtieLON9.217.609)15( 3.3.6 二極管和電容器的選擇由于輸出電壓不高，使得次級(jí)二極管不會(huì)有很高的反電壓，可選用耐壓 40V 的肖特基二極管。為了抑制紋波電壓使其較小，要選用內(nèi)阻抗低高頻用電容器。3.3.7 開(kāi)關(guān)管的選擇開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)管有功率晶體管（GTR） 、功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOS FET）和絕緣柵雙極晶體管（IGBT）等。絕緣柵雙極晶體管（IGBT）集功率晶體管（GTR）和功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOS FET）的優(yōu)點(diǎn)于一身，既有功率晶體管（GTR）的輸入阻抗高、速度快、熱穩(wěn)定性好和驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，又具有功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOS FET）的通態(tài)電壓低、耐壓高和承受電流大等優(yōu)點(diǎn)。因此，選用絕緣柵雙極晶體管（IGBT）作為開(kāi)關(guān)元件。244 控制電路的設(shè)計(jì)4.1 控制模式的選擇PWM 開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓或穩(wěn)流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過(guò)被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，使得開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號(hào)穩(wěn)定。PWM 的開(kāi)關(guān)頻率一般為恒定，控制取樣信號(hào)有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開(kāi)關(guān)器件峰值電流。由這些信號(hào)可以構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)或多環(huán)反饋系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)一些附帶的過(guò)流保護(hù)、抗偏磁、均流等功能。對(duì)于定頻調(diào)寬的 PWM 閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)，主要有五種 PWM 反饋控制模式。4.1.1 電壓模式控制 電壓模式控制 PWM(Voltage-mode control PWM)是六十年代后期開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源剛剛開(kāi)始發(fā)展起就采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過(guò)電流保護(hù)電路相結(jié)合，至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應(yīng)用。電壓模式控制只有一個(gè)電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號(hào)與恒定頻率的三角波上斜波相比較，通過(guò)脈沖寬度調(diào)制原理，得到當(dāng)時(shí)的脈沖寬度。電壓模式控制的優(yōu)點(diǎn)：PWM 三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時(shí)具有較好的抗噪聲裕量。占空比調(diào)節(jié)不受限制。對(duì)于多路輸出電源，它們之間的交互調(diào)節(jié)效應(yīng)較好。單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計(jì)、調(diào)試比較容易。對(duì)輸出負(fù)載的變化有較好的響應(yīng)調(diào)節(jié)。缺點(diǎn)：對(duì)輸入電壓的變化動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)本來(lái)就較為復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復(fù)雜。輸出 LC 濾波器給控制環(huán)增加了雙極點(diǎn)，在補(bǔ)償設(shè)計(jì)誤差放大器時(shí)，需要將主極點(diǎn)低頻衰減，或者增加一個(gè)零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復(fù)雜。改善加快電壓模式控制瞬態(tài)響應(yīng)25速度的方法有二：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益。但是這樣比較容易受高頻開(kāi)關(guān)噪聲干擾影響，需要在主電路及反饋控制電路上采取措施進(jìn)行抑制或同相位衰減平滑處理。另一方法是采用電壓前饋模式控制 PWM 技術(shù)。用輸入電壓對(duì)電阻電容充電產(chǎn)生的具有可變化上斜波的三角波取代傳統(tǒng)電壓模式控制 PWM 中振蕩器產(chǎn)生的固定三角波。因?yàn)榇藭r(shí)輸入電壓的變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來(lái)，因此該方法對(duì)輸入電壓的變化引起的瞬態(tài)響應(yīng)速度明顯提高。對(duì)輸入電壓的前饋控制是開(kāi)環(huán)控制，目的為了增加對(duì)輸入電壓變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。對(duì)輸出電壓的控制是閉環(huán)控制。因而，這是一個(gè)有開(kāi)環(huán)和閉環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)控制系統(tǒng)。4.1.2 平均電流模式控制 平均電流模式控制(Average Current-mode Control PWM) 概念產(chǎn)生于70 年代后期。平均電流模式控制 PWM 集成電路出現(xiàn)在 90 年代初期，成熟應(yīng)用于 90 年代后期的高速 CPU 專用的具有高 di/dt 動(dòng)態(tài)響應(yīng)供電能力的低電壓大電流開(kāi)關(guān)電源。平均電流模式控制 PWM 的原理：將誤差電壓 Ue 接至電流誤差信號(hào)放大器(c/a) 的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號(hào) Ucp（U current- program） 。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號(hào) Ui 接至電流誤差信號(hào)放大器(c/a) 的反相端，代表跟蹤電流編程信號(hào) Ucp 的實(shí)際電感平均電流。U i 與 Ucp 的差值經(jīng)過(guò)電流放大器(c/a)放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號(hào) Uca 。再由 Uca 及三角鋸齒波信號(hào) UT 或 Us 通過(guò)比較器比較得到 PWM 關(guān)斷時(shí)刻。 Uca 的波形與電流波形 Ui 反相，所以，是由 Uca 的下斜坡（對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)期）與三角波 UT 或 Us 的上斜坡比較產(chǎn)生關(guān)斷信號(hào)。顯然，這就無(wú)形中增加了一定的斜坡補(bǔ)償。為了避免次諧波振蕩，Uca 的上斜坡不能超過(guò)三角鋸齒波信號(hào) UT 或 Us 的上斜坡。平均電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)是：平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號(hào) ；不需要斜坡補(bǔ)償； 調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越；26適合于任何電路拓?fù)鋵?duì)輸入或輸出電流的控制； 易于實(shí)現(xiàn)均流。缺點(diǎn)是：電流放大器在開(kāi)關(guān)頻率處的增益有最大限制； 雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數(shù)設(shè)計(jì)調(diào)試復(fù)雜。4.1.3 峰值電流模式控制 峰值電流模式控制簡(jiǎn)稱電流模式控制(Peak Current-mode control PWM) ，它的概念在六十年代后期來(lái)源于具有原邊電流保護(hù)功能的單端自激式反激開(kāi)關(guān)電源。在七十年代后期才從學(xué)術(shù)上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批電流模式控制 PWM 集成電路的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應(yīng)用。主要用于單端及推挽電路。近年來(lái)，由于大占空比時(shí)所必需的同步不失真斜坡補(bǔ)償技術(shù)實(shí)現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。因?yàn)檫@種改善性能的電壓模式控制加有輸入電壓前饋功能，并有完善的多重電流保護(hù)等功能，在控制功能上已具備大部分電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)，而在實(shí)現(xiàn)上難度不大，技術(shù)較為成熟。 （峰值）電流模式控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制 PWM 脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流大小，然后間接地控制 PWM 脈沖寬度。電流模式控制是一種固定時(shí)鐘開(kāi)啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法。因?yàn)榉逯惦姼须娏魅菀讉鞲?，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對(duì)應(yīng)，因?yàn)樵谡伎毡炔煌那闆r下，相同的峰值電感電流的大小可以對(duì)應(yīng)不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學(xué)上可以證明，將電感電流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在實(shí)際檢測(cè)電流的上斜波上，可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的擾動(dòng)作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成波形信號(hào) V 要有斜坡補(bǔ)償信號(hào)與實(shí)際電感電流信號(hào)兩部分合成構(gòu)成。當(dāng)外加補(bǔ)償斜坡信號(hào)的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會(huì)轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。因?yàn)槿魧⑿逼卵a(bǔ)償信號(hào)完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過(guò)27此時(shí)的電流信號(hào)可以認(rèn)為是一種電流前饋信號(hào)。當(dāng)輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂啤．?dāng)處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補(bǔ)償信號(hào)幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實(shí)際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏恕７逯惦娏髂Ｊ娇刂?PWM 是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速的，是按照逐個(gè)脈沖工作的。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級(jí)電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制 LC 儲(chǔ)能電路。由于這些，峰值電流模式控制 PWM 具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。峰值電流模式控制 PWM 的優(yōu)點(diǎn)是暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對(duì)輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快?？刂骗h(huán)易于設(shè)計(jì) 輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術(shù)相妣美簡(jiǎn)單自動(dòng)的磁通平衡功能 瞬時(shí)峰值電流限流功能，內(nèi)在固有的逐個(gè)脈沖限流功能。自動(dòng)均流并聯(lián)功能。 缺點(diǎn)是占空比大于 50%的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。閉環(huán)響應(yīng)不如平均電流模式控制理想。 容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于 50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補(bǔ)償。 對(duì)噪聲敏感，抗噪聲性差。因?yàn)殡姼刑幱谶B續(xù)儲(chǔ)能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開(kāi)關(guān)器件的電流信號(hào)的上斜波通常較小，電流信號(hào)上的較小的噪聲就很容易使得開(kāi)關(guān)器件改變關(guān)斷時(shí)刻，使系統(tǒng)進(jìn)入次諧波振蕩。電路拓?fù)涫芟拗啤?對(duì)多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)性能不好。峰值電流模式控制 PWM 最主要的應(yīng)用障礙是容易振蕩及抗噪聲性差。振蕩可以來(lái)源于：器件開(kāi)啟時(shí)的反向恢復(fù)引起的電流尖刺，噪聲干擾，斜波補(bǔ)償瞬態(tài)幅值不足等。峰值電流模式控制的開(kāi)關(guān)電源容易在開(kāi)機(jī)啟動(dòng)及電壓或負(fù)載突然較大變化時(shí)發(fā)生振蕩。 4.1.4 滯環(huán)電流模式控制滯環(huán)電流模式控制 PWM(Hysteretic Current-mode control PWM)為變28頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制。變頻調(diào)制的滯環(huán)電流模式控制 PWM：將電感電流信號(hào)與兩個(gè)電壓值比較，第一個(gè)較高的控制電壓值 Vc 由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值放大得到，它控制開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)刻；第二個(gè)較低電壓值 Vch 由控制電壓 Vc 減去一個(gè)固定電壓值 Vh 得到，V h 叫做滯環(huán)帶，Vch 控制開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)啟時(shí)刻。滯環(huán)電流模式控制是由輸出電壓值 Vout、控制電壓值 Vc 及 Vch 三個(gè)電壓值確定一個(gè)穩(wěn)定狀態(tài)，比電流模式控制多一個(gè)控制電壓值 Vch，去除了發(fā)生次諧波振蕩的可能性，其優(yōu)點(diǎn)：不需要斜波補(bǔ)償。穩(wěn)定性好，不容易因噪聲發(fā)生不穩(wěn)定振蕩。缺點(diǎn)：需要對(duì)電感電流全周期的檢測(cè)和控制。變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲。4.1