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1、,第二級(jí),第三級(jí),第四級(jí),第五級(jí),第,4,章,抗衰落技術(shù),第4章 抗衰落技術(shù),4.1 分集接收,4.2 RAKE接收,4.3 糾錯(cuò)編碼技術(shù),4.4 均衡技術(shù),思考題與習(xí)題,4.1 分集接收,4.1.1 分集接收原理,1. 什么是分集接收,所謂分集接收， 是指接收端對(duì)它收到的多個(gè)衰落特性互相獨(dú)立(攜帶同一信息)的信號(hào)進(jìn)行特定的處理， 以降低信號(hào)電平起伏的方法。 為說(shuō)明問(wèn)題， 圖 4 - 1 給出了一種利用“選擇式合并法進(jìn)行分集的示意圖。 圖中， A與B代表兩個(gè)同一來(lái)源的獨(dú)立衰落信號(hào)。,圖 4 - 1 選擇式分集合并示意圖,分集有兩重含義： 一是分散傳輸， 使接收端能獲得多個(gè)統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的、 攜帶同一
2、信息的衰落信號(hào)； 二是集中處理， 即接收機(jī)把收到的多個(gè)統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的衰落信號(hào)進(jìn)行合并(包括選擇與組合)以降低衰落的影響。,2. 分集方式,在移動(dòng)通信系統(tǒng)中可能用到兩類(lèi)分集方式： 一類(lèi)稱(chēng)為“宏分集； 另一類(lèi)稱(chēng)為“微分集。,“宏分集主要用于蜂窩通信系統(tǒng)中， 也稱(chēng)為“多基站分集。 這是一種減小慢衰落影響的分集技術(shù)， 其作法是把多個(gè)基站設(shè)置在不同的地理位置上(如蜂窩小區(qū)的對(duì)角上)和在不同方向上， 同時(shí)和小區(qū)內(nèi)的一個(gè)移動(dòng)臺(tái)進(jìn)行通信(可以選用其中信號(hào)最好的一個(gè)基站進(jìn)行通信)。 顯然， 只要在各個(gè)方向上的信號(hào)傳播不是同時(shí)受到陰影效應(yīng)或地形的影響而出現(xiàn)嚴(yán)重的慢衰落(基站天線(xiàn)的架設(shè)可以防止這種情況發(fā)生)， 這種方法
3、就能保持通信不會(huì)中斷。,“微分集是一種減小快衰落影響的分集技術(shù)， 在各種無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中都經(jīng)常使用。 理論和實(shí)踐都說(shuō)明， 在空間、 頻率、 極化、 場(chǎng)分量、 角度及時(shí)間等方面別離的無(wú)線(xiàn)信號(hào)， 都呈現(xiàn)互相獨(dú)立的衰落特性。 據(jù)此， 微分集又可分為以下六種。,(1) 空間分集。 空間分集的依據(jù)在于快衰落的空間獨(dú)立性， 即在任意兩個(gè)不同的位置上接收同一個(gè)信號(hào)， 只要兩個(gè)位置的距離大到一定程度， 那么兩處所收信號(hào)的衰落是不相關(guān)的。為此， 空間分集的接收機(jī)至少需要兩副相隔距離為d的天線(xiàn)， 間隔距離d與工作波長(zhǎng)、 地物及天線(xiàn)高度有關(guān)， 在移動(dòng)信道中， 通常取：,市區(qū) d=0.5 (4 - 1),郊區(qū) d=0.
4、8 (4 - 2),(2) 頻率分集。 由于頻率間隔大于相關(guān)帶寬的兩個(gè)信號(hào)所遭受的衰落可以認(rèn)為是不相關(guān)的， 因此可以用兩個(gè)以上不同的頻率傳輸同一信息， 以實(shí)現(xiàn)頻率分集。 根據(jù)相關(guān)帶寬的定義， 即,圖 3 - 17 雙射線(xiàn)信道等效網(wǎng)絡(luò),圖 3 - 18 雙射線(xiàn)信道的幅頻特性,圖 3 23 信道幅頻特性,(3) 極化分集。 由于兩個(gè)不同極化的電磁波具有獨(dú)立的衰落特性， 因而發(fā)送端和接收端可以用兩個(gè)位置很近但為不同極化的天線(xiàn)分別發(fā)送和接收信號(hào)， 以獲得分集效果。,(4) 場(chǎng)分量分集。 由電磁場(chǎng)理論可知， 電磁波的E場(chǎng)和H場(chǎng)載有相同的消息， 而反射機(jī)理是不同的。 ,(5) 角度分集。 角度分集的作法是
5、使電波通過(guò)幾個(gè)不同路徑， 并以不同角度到達(dá)接收端， 而接收端利用多個(gè)方向性鋒利的接收天線(xiàn)能別離出不同方向來(lái)的信號(hào)分量； 由于這些分量具有互相獨(dú)立的衰落特性， 因而可以實(shí)現(xiàn)角度分集并獲得抗衰落的效果。,(6) 時(shí)間分集。 快衰落除了具有空間和頻率獨(dú)立性之外， 還具有時(shí)間獨(dú)立性， 即同一信號(hào)在不同的時(shí)間區(qū)間屢次重發(fā)， 只要各次發(fā)送的時(shí)間間隔足夠大， 那么各次發(fā)送信號(hào)所出現(xiàn)的衰落將是彼此獨(dú)立的， 接收機(jī)將重復(fù)收到的同一信號(hào)進(jìn)行合并， 就能減小衰落的影響。時(shí)間分集主要用于在衰落信道中傳輸數(shù)字信號(hào)。 此外， 時(shí)間分集也有利于克服移動(dòng)信道中由多普勒效應(yīng)引起的信號(hào)衰落現(xiàn)象。,由于它的衰落速率與移動(dòng)臺(tái)的運(yùn)動(dòng)速
6、度及工作波長(zhǎng)有關(guān)， 因而為了使重復(fù)傳輸?shù)臄?shù)字信號(hào)具有獨(dú)立的特性， 必須保證數(shù)字信號(hào)的重發(fā)時(shí)間間隔滿(mǎn)足以下關(guān)系：,(4 - 3),f= fv/(c-v),3. 合并方式,接收端收到M(M2)個(gè)分集信號(hào)后， 如何利用這些信號(hào)以減小衰落的影響， 這就是合并問(wèn)題。 一般均使用線(xiàn)性合并器， 把輸入的M個(gè)獨(dú)立衰落信號(hào)相加后合并輸出。,假設(shè)M個(gè)輸入信號(hào)電壓為r1(t)， r2(t), ， rM(t)， 那么合并器輸出電壓r(t)為,(4 - 4),式中，,a,k,為第,k,個(gè)信號(hào)的加權(quán)系數(shù)。,選擇不同的加權(quán)系數(shù)， 就可構(gòu)成不同的合并方式。 常用的有以下三種方式：,(1) 選擇式合并。 選擇式合并是指檢測(cè)所有
7、分集支路的信號(hào)， 以選擇其中信噪比最高的那一個(gè)支路的信號(hào)作為合并器的輸出。 由上式可見(jiàn)， 在選擇式合并器中， 加權(quán)系數(shù)只有一項(xiàng)為1， 其余均為0。,圖 4 - 2 二重分集選擇式合并,圖 4 - 2 為二重分集選擇式合并的示意圖。 兩個(gè)支路的中頻信號(hào)分別經(jīng)過(guò)解調(diào)， 然后作信噪比比較， 選擇其中有較高信噪比的支路接到接收機(jī)的共用局部。,選擇式合并又稱(chēng)開(kāi)關(guān)式相加。 這種方式方法簡(jiǎn)單， 實(shí)現(xiàn)容易。 但由于未被選擇的支路信號(hào)棄之不用， 因此抗衰落不如后述兩種方式。,(2) 最大比值合并。 最大比值合并是一種最正確合并方式， 其方框圖如圖 4 - 3 所示。 為了書(shū)寫(xiě)簡(jiǎn)便， 每一支路信號(hào)包絡(luò)rk(t)用
8、rk表示。 每一支路的加權(quán)系數(shù)ak與信號(hào)包絡(luò)rk成正比而與噪聲功率Nk成反比， 即,(4 - 5),由此可得最大比值合并器輸出的信號(hào)包絡(luò)為,(4 - 6),式中， 下標(biāo),R,表征最大比值合并方式。,圖 4 - 3 最大比值合并方式,圖 4 - 4 等增益合并,(3) 等增益合并。 等增益合并無(wú)需對(duì)信號(hào)加權(quán)， 各支路的信號(hào)是等增益相加的， 其方框圖如圖 4 - 4所示。 等增益合并方式實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單， 其性能接近于最大比值合并。,等增益合并器輸出的信號(hào)包絡(luò)為,(4 - 7),式中， 下標(biāo)E表征等增益合并。,4.1.2 分集合并性能的分析與比較,眾所周知， 在通信系統(tǒng)中信噪比是一項(xiàng)很重要的性能指標(biāo)。
9、 在模擬通信系統(tǒng)中， 信噪比決定了話(huà)音質(zhì)量； 在數(shù)字通信系統(tǒng)中， 信噪比(或載噪比)決定了誤碼率。 分集合并的性能系指合并前、 后信噪比的改善程度。 為便于比較三種合并方式， 假設(shè)它們都滿(mǎn)足以下三個(gè)條件：,(1) 每一支路的噪聲均為加性噪聲且與信號(hào)不相關(guān)， 噪聲均值為零， 具有恒定均方根值；,(2) 信號(hào)幅度的衰落速率遠(yuǎn)低于信號(hào)的最低調(diào)制頻,(3) 各支路信號(hào)的衰落互不相關(guān)， 彼此獨(dú)立。,比較結(jié)果：P144,圖 4 - 8 三種合并方式的D(M)與M關(guān)系曲線(xiàn),表 4 - 1 三種合并方式平均誤碼率的比較,4.2 RAKE接收,所謂RAKE接收機(jī)， 就是利用多個(gè)并行相關(guān)器檢測(cè)多徑信號(hào)， 按照一定
10、的準(zhǔn)那么合成一路信號(hào)供解調(diào)用的接收機(jī)。 需要特別指出的是， 一般的分集技術(shù)把多徑信號(hào)作為干擾來(lái)處理， 而RAKE接收機(jī)采取變害為利的方法， 即利用多徑現(xiàn)象來(lái)增強(qiáng)信號(hào)。 圖 4 - 9示出了簡(jiǎn)化的RAKE接收機(jī)的組成。,圖 4 - 9 簡(jiǎn)化的RAKE接收機(jī)組成,假設(shè)發(fā)端從,T,x,發(fā)出的信號(hào)經(jīng)N條路徑到達(dá)接收天線(xiàn),R,x,。 路徑 1 距離最短， 傳輸時(shí)延也最小， 依次是第二條路徑， 第三條路徑， ， 時(shí)延時(shí)間最長(zhǎng)的是第N條路徑。 通過(guò)電路測(cè)定各條路徑的相對(duì)時(shí)延差， 以第一條路徑為基準(zhǔn)時(shí)， 第二條路徑相對(duì)于第一條路徑的相對(duì)時(shí)延差為,2,， 第三條路徑相對(duì)于第一條路徑的相對(duì)時(shí)延差為,3,， ， 第
11、N條路徑相對(duì)于第一條路徑的相對(duì)時(shí)延差為,N,， 且有,N,N-1,3,2,(,1,=0)。,在圖4-9中， 由于各條路徑加權(quán)系數(shù)為 1， 因此為等增益合并方式。 在實(shí)際系統(tǒng)中還可以采用最大比合并或最正確樣點(diǎn)合并方式， 利用多個(gè)并行相關(guān)器， 獲得各多徑信號(hào)能量， 即RAKE接收機(jī)利用多徑信號(hào)， 提高了通信質(zhì)量。,在實(shí)際系統(tǒng)中， 由于每條多徑信號(hào)都經(jīng)受著不同的衰落， 具有不同的振幅、 相位和到達(dá)時(shí)間。 由于相位的隨機(jī)性， 其最正確非相干接收機(jī)的結(jié)構(gòu)由匹配濾波器和包絡(luò)檢波器組成。如圖4-10所示， 圖中匹配濾波器用于對(duì)c1(t)cost匹配。,圖4-10 最正確非相干接收機(jī),如果r(t)中包括多條路
12、徑， 那么圖4-10的輸出如圖4-11所示。 圖中每一個(gè)峰值對(duì)應(yīng)一條多徑。 圖中每個(gè)峰值的幅度的不同是由每條路徑的傳輸損耗不同引起的。 為了將這些多徑信號(hào)進(jìn)行有效的合并， 可將每一條多徑通過(guò)延遲的方法使它們?cè)谕粫r(shí)刻到達(dá)最大， 按最大比的方式合并， 就可以得到最正確的輸出信號(hào)。 然后再進(jìn)行判決恢復(fù)， 發(fā)送數(shù)據(jù)。 我們可采用橫向?yàn)V波器來(lái)實(shí)現(xiàn)上述時(shí)延和最大比合并， 如圖4-12所示。,圖4-11 最正確非相干接收機(jī)的輸出波形,圖4-12 實(shí)現(xiàn)最正確合并的橫向?yàn)V波器,4.3 糾錯(cuò)編碼技術(shù),4.3.1 糾錯(cuò)編碼的根本原理,首先用一個(gè)例子說(shuō)明糾錯(cuò)編碼的根本原理。 現(xiàn)在我們考察由 3 位二進(jìn)制數(shù)字構(gòu)成的碼
13、組，它共有 23=8 種不同的可能組合， 假設(shè)將其全部用來(lái)表示天氣， 那么可以表示 8 種不同的天氣情況， 如： 000(晴)， 001(云)， 010(陰)， 011(雨)， 100(雪)， 101(霜)， 110(霧)， 111(雹)。 其中任一碼組在傳輸中假設(shè)發(fā)生一個(gè)或多個(gè)錯(cuò)碼， 那么將變成另一信息碼組。 這時(shí)， 接收端將無(wú)法發(fā)現(xiàn)錯(cuò)誤。,假設(shè)在上述 8 種碼組中只準(zhǔn)許使用 4 種來(lái)傳送消息， 譬如, 000 = 晴,011 = 云,101 = 陰,110 = 雨 (4 - 51),表 4 - 2 分組碼例子(3, 2),一般分組碼用符號(hào)(N, k)表示， 其中k是每組二進(jìn)制信息碼元的數(shù)目
14、， N是編碼組的總位數(shù)， 又稱(chēng)為碼組的長(zhǎng)度(碼長(zhǎng))。 N-k=r為每碼組中的監(jiān)督碼元數(shù)目， 或稱(chēng)為監(jiān)督位數(shù)目。 一般分組碼結(jié)構(gòu)如圖 4 - 13 所示。 圖中前面 k 位(a,N-1,a,r,)為信息位， 后面附加r個(gè)監(jiān)督位(a,r-1,a,0,)， 式(4 - 51)的分組碼中N=3, k=2, r=1。,圖 4 - 13 分組碼結(jié)構(gòu),圖 4 - 14 碼距的幾何意義,一種編碼的最小碼距d0的大小直接關(guān)系著這種編碼的檢錯(cuò)和糾錯(cuò)能力。 例如， 上述例子說(shuō)明： d0=1時(shí)， 沒(méi)有檢、 糾錯(cuò)能力； d0=2時(shí)， 具有檢查一個(gè)過(guò)失的能力； d0=3時(shí)， 用于檢錯(cuò)時(shí)具有檢查兩個(gè)過(guò)失的能力， 用于糾錯(cuò)時(shí)
15、具有糾正一個(gè)過(guò)失的能力。,一般情況下， 碼的檢、 糾錯(cuò)能力與最小碼距d0的關(guān)系可分為以下三種情況。,(1) 為檢測(cè)e個(gè)錯(cuò)碼， 要求最小碼距, d0e+1 (4 - 52),這可以用圖 4 - 15(a)加以證明。設(shè)一碼組A中發(fā)生一位錯(cuò)碼， 那么我們可以認(rèn)為A的位置將移動(dòng)至以 0 點(diǎn)為圓心、 以 1 為半徑的圓周上某點(diǎn)。 假設(shè)碼組A中發(fā)生兩位錯(cuò)碼， 那么其位置不會(huì)超出以 0 點(diǎn)為圓心、 以 2 為半徑的圓。,(2) 為糾正t個(gè)錯(cuò)碼， 要求最小碼距, d02t+1 (4 - 53), 此式可用圖 4 - 15(b)加以說(shuō)明。 圖中畫(huà)出碼組A和B的距離為 5。 假設(shè)碼組A或B發(fā)生不多于兩位錯(cuò)碼， 那
16、么其位置不會(huì)超出半徑為 2、 以原位置為圓心的圓。 這兩個(gè)圓是不相交的。,圖 4 - 15 碼距與檢、 糾錯(cuò)能力的關(guān)系,(a) 檢測(cè)e個(gè)錯(cuò)碼； (b) 糾正t個(gè)錯(cuò)碼； (c) 糾正t個(gè)錯(cuò)碼， 同時(shí)檢測(cè)e個(gè)錯(cuò)碼,(3) 為糾正,t,個(gè)錯(cuò)碼， 同時(shí)檢測(cè),e,個(gè)錯(cuò)碼， 要求最小碼距,d,0,e,+,t,+1 (,e,t,) (4 - 54),在簡(jiǎn)要討論了編碼的糾(檢)錯(cuò)能力后， 再來(lái)分析一下過(guò)失控制編碼的效用。假設(shè)在信道中發(fā)送“0時(shí)的錯(cuò)誤概率和發(fā)送“1時(shí)的錯(cuò)誤概率相等， 都等于P， 且P1時(shí)，收斂速度很慢。為了到達(dá)較快的收斂速度，遞歸最小二乘法中使用下面的代價(jià)函數(shù)累積均方誤差：,4-110,式中:,
17、是加權(quán)因子，其值接近1但小于1。誤差的定義為,4-111,4-112,為使J(,n,)最小，應(yīng)使J(,n,)的梯度為0，即,4-113,將式4-111和4-112代入式4-113得：,4-114,4-115,4-116,根據(jù)式4-115，可以得到如下的RNN(N)及其逆矩陣R-1NN(N)的遞歸表達(dá)式：,4-117,4-118,式中,4-119,利用上面的遞歸公式可以得到RLS算法的權(quán)值更新公式：,4-120,式中,4-121,利用均衡器的權(quán)值，我們可得均衡器的輸出為,4-122,其誤差為,4-123,圖4-31 格型均衡器結(jié)構(gòu),格型均衡器中輸出信號(hào)的遞歸公式為,4-124,4-125,4-1
18、26,4-127,*非線(xiàn)性均衡技術(shù),1.判決反響均衡器(DFE),判決反響均衡器(DFE)的結(jié)構(gòu)如圖4-32所示。它由前饋濾波器FFF圖中的上半局部和反響濾波器FBF圖中的下半局部組成。FBF將檢測(cè)器的輸出作為它的輸入，通過(guò)調(diào)整其系數(shù)來(lái)消除當(dāng)前碼元中由過(guò)去檢測(cè)的符號(hào)引起的ISI。,前饋濾波器有N1+N2+1個(gè)抽頭,反響濾波器有N3個(gè)抽頭，它們的抽頭系數(shù)分別是c*N和F*i。均衡器的輸出可以表示為,4-128,圖4-32 判決反響均衡器(DFE)的結(jié)構(gòu),2.最大似然序列估值(MLSE)均衡器,前面討論的基于MSE的線(xiàn)形均衡器是在信道不會(huì)引入幅度失真的情況，使符號(hào)錯(cuò)誤概率最小的最正確均衡器。然而，
19、該信道條件在移動(dòng)環(huán)境下是非?？量痰?，這就導(dǎo)致人們研究最正確或準(zhǔn)最正確的非線(xiàn)形的均衡器。這些均衡器的根本結(jié)構(gòu)是采用最大似然接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。,最大似然序列估值(MLSE)均衡器的結(jié)構(gòu)如圖4-33所示。MLSE利用信道沖激響應(yīng)估計(jì)器的結(jié)果，測(cè)試所有可能的數(shù)據(jù)序列，選擇概率最大的數(shù)據(jù)序列作為輸出。圖中MLSE單元通常采用Viterbi算法來(lái)實(shí)現(xiàn)。MLSE均衡器是在數(shù)據(jù)序列錯(cuò)誤概率最小意義上的最正確均衡器。該均衡器需要確知信道特性，以便計(jì)算判決的度量值。在圖4-33中，匹配濾波器是在連續(xù)的時(shí)間域上工作的，而信道估計(jì)器和MSLE單元是在離散時(shí)間域上工作的。,圖4-33 最大似然序列估值(MLSE)均衡器的結(jié)
20、構(gòu),3.非線(xiàn)性均衡技術(shù)的應(yīng)用,下面將給出一個(gè)快速KalmaNDFE在GSM系統(tǒng)中應(yīng)用的實(shí)例。注意：本小節(jié)使用了不同的符號(hào)。,包括判決反響均衡器的GSM接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖4-34所示。它由下混頻及濾波器、抽樣及A/D變換、定時(shí)及相位恢復(fù)、自適應(yīng)判決反響均衡器等局部組成。,圖4-34 GSM接收機(jī)框圖,均衡器中，位定時(shí)和載波相位的調(diào)整過(guò)程如下：,每個(gè)比特取K個(gè)樣點(diǎn)(例如K=4)，得到的K個(gè)接收序列為ri(t),i=1,K。本地根據(jù)參考訓(xùn)練序列產(chǎn)生的GMSK已調(diào)信號(hào)為v(t),計(jì)算ri(t)和v(t)的復(fù)相關(guān)函數(shù)Ri(t),i=1,K。設(shè)Ri(t)的同相分量和正交分量分別為RIi(t)和RQi(t)，那
21、么Ri(t)的振幅為 。,假定Aj(t)在所有的Ai(t)中具有最大的峰值，其峰值在tj處出現(xiàn)，那么抽樣時(shí)t0應(yīng)為,(4-129),式中第二項(xiàng)是由不同接收樣本序列引入的時(shí)延。由此可,得載波相位的調(diào)整量為,(4-130),當(dāng)均衡器處在訓(xùn)練模式時(shí)，開(kāi)關(guān)置在 點(diǎn)，利用接收到的訓(xùn)練序列和本地參考序列，對(duì)均衡器抽頭進(jìn)行初始化。設(shè)訓(xùn)練序列的符號(hào)為D(0)，D(1)，D(n)，在時(shí)刻n，均衡器的輸出為I(n)，那么產(chǎn)生的誤差信號(hào)為,e(n)=D(n)-I(n) (4-131),(4-132),復(fù)數(shù)(m，n)判決反響均衡器的具體結(jié)構(gòu)如圖4-35所示。該均衡器的輸入為兩個(gè)正交支路(它可表示為一個(gè)復(fù)數(shù)yI(n)+
22、jyQ(n)，每一支路都經(jīng)過(guò)前饋和反響橫向?yàn)V波器，其濾波器的系數(shù)均為復(fù)數(shù)，分別為i(n)+ji(n)和ri(n)+ji(n)。因?yàn)?yI(n)+jyQ(n)i(n)+ji(n),=yI(n)i(n)-yQ(n)i(n),+jyI(n)i(n)+yQ(n)i(n)，從而可得圖中相乘和求和的結(jié)構(gòu)。,圖4-35 GSM中判決反響均衡器結(jié)構(gòu),設(shè),(4-133),(4-134),其中,1,i,M,(為前饋橫向?yàn)V波器的系數(shù)),1iN (為反響橫向?yàn)V波器的系數(shù)),(為輸入復(fù)序列),(為輸出復(fù)序列),那么復(fù)數(shù)快速Kalman算法(CFKA)的抽頭增益迭代公式如下：,式中：KL(n)=PLL(n)Y*L(n)為
23、L維Kalman增益矢量，且,(4-135),(4-136),GSM中的訓(xùn)練序列已在表4-6中給出，在具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程中，考慮到信道沖激響應(yīng)的寬度和定時(shí)抖動(dòng)等問(wèn)題，僅利用26bit長(zhǎng)的訓(xùn)練序列中的16bit來(lái)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。訓(xùn)練序列在G,Sm,幀結(jié)構(gòu)中的位置如圖4-36所示。,表4-6 GSM的訓(xùn)練序列,圖4-36 GSM時(shí)隙結(jié)構(gòu),通過(guò)計(jì)算機(jī)模擬和分析比較，(2，3)DFE是滿(mǎn)足性能要求的最簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)。在采用訓(xùn)練序列為的情況下，在接收機(jī)中使用前述的相關(guān)同步法和CFKA(2，3)DFE在各種條件下的性能如下：,(1)假設(shè)信道有兩條傳播路徑，兩條路徑的相對(duì)時(shí)延為，第二條路徑相對(duì)第一條路徑的振幅為b，那么信
24、道傳輸函數(shù)模型由下式表示：,H()=1-bexp-j2(f-f0) (4-137),圖4-37 (2，3)DFE中CFKA的收斂速度,在采用前述的相關(guān)同步法后，當(dāng)B=-15dB,f,0,=0,取不同值時(shí)，均衡前后的系統(tǒng)誤比特性能如圖4-38所示。從圖中可以看到，采用CFKA(2,3)DFE后，系統(tǒng)的性能僅比無(wú)失真信道下的性能損失了1.5dB。,圖4-38在B=-15dB,f,0,=0,取不同值時(shí)均衡前后的性能(2，3)DFE),(2)假設(shè)信道模型為兩條互相獨(dú)立同分布的Rayleigh衰落路徑，當(dāng)運(yùn)動(dòng)速度為v=50km/h,取不同值時(shí)，均衡前后的性能如圖4-39所示。圖中曲線(xiàn)9為單條路徑下的性能
25、。,由圖可以看出，兩條路徑下的性能優(yōu)于單條路徑下的性能，這說(shuō)明兩條路徑的信道提供了某種意義上的分集功能。,圖4-39 v=50km/h時(shí)均衡前后的性能比較,在相同的信道條件下，當(dāng),E,b,/,n,0,一定時(shí)，誤比特率與時(shí)延的曲線(xiàn)如圖4-40所示。從圖中可以看出，僅僅采用簡(jiǎn)單的(2，3)DFE，就可以獲得相當(dāng)優(yōu)越的性能。,圖4-40 (2，3)DFE的抗時(shí)延擴(kuò)散的性能,思考題與習(xí)題,1.分集技術(shù)如何分類(lèi)？在移動(dòng)通信中采用了哪幾種分集接收技術(shù)？,2.對(duì)于DPSK信號(hào)，采用等增益合并方式，4重分集相對(duì)于3重分集，其平均誤碼率能降多少？,3.為什么說(shuō)擴(kuò)頻通信起到了頻率分集的作用,而交織編碼起到了時(shí)間分
26、集的作用?RAKE接收屬于什么分集？,4.試畫(huà)出2，1卷積編碼器的原理圖。假定輸入的信息序列為011010為先輸入，試畫(huà)出編碼器輸出的序列。,5.Turbo編碼器中，交織器的作用是什么？它對(duì)譯碼器的性能有何影響？,6.cdma2000系統(tǒng)中的Turbo碼與WCDMA系統(tǒng)中的Turbo碼有何不同？,7.在圖4-25所示的Turbo碼編碼器中，如果輸入序列為，經(jīng)過(guò)交織后的序列為，試給出碼率分別為1/2、1/3、1/4和1/5的輸出符號(hào)序列。,8.假定有一個(gè)兩抽頭的自適應(yīng)均衡器如圖4-41所示。,1求出以w0、w1和n表示的MSE表達(dá)式；,2如果n2，求出最小MSE；,3如果w0=0,w1=-2和n=4樣點(diǎn)/周期，MSE是多少？,4如果參數(shù)與(3)中相同，,dk=2sin(2k/n)，MSE又是多少？,圖4-41 一個(gè)兩抽頭的自適應(yīng)均衡器,9.自適應(yīng)均衡可以采用哪些最正確準(zhǔn)那么？,10.RLS算法與LMS算法的主要異同點(diǎn)是什么？,11.假定一個(gè)移動(dòng)通信系統(tǒng)的工作頻率為900mHz，移動(dòng)速度v=80km/h，試求：,1信道的相干時(shí)間；,2假定符號(hào)速率為24.3ks/s，在不更新均衡器系數(shù)的情況下，最多可以傳輸多少個(gè)符號(hào)？,12.在GSM系統(tǒng)中，應(yīng)用均衡器后性能的改善程度如何？試舉例說(shuō)明。,
移動(dòng)通信教學(xué)課件---抗衰落技術(shù)
