第11題 雙向DC-DC變換器

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1、摘要本系統(tǒng)基于雙向同步整流原理，主電路在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上整合Buck和Boost兩種電路，配合MOS管驅(qū)動電路、電流檢測電路、輔助電源電路以及輸出過流保護電路，使該DC/DC變換器實現(xiàn)能量的雙向流通。系統(tǒng)由STM32F103ZET6單片機控制電流的步進可調(diào)，同時控制PWM波產(chǎn)生相應(yīng)恒定電壓值，使用TI的MOS管CSD19535代替續(xù)流二極管，大大提高了系統(tǒng)效率。本系統(tǒng)在充電模式可達(dá)到98%的轉(zhuǎn)換效率，放電模式達(dá)到98%的轉(zhuǎn)換效率，電流檢測電路使用TI高精度檢流芯片INA282，恒定輸出的電流精度穩(wěn)定在1.5%以內(nèi)，電壓精度穩(wěn)定在1%以內(nèi)，同時在LCD上顯示所處狀態(tài)，符合基本要求與發(fā)揮部分的參數(shù)要求。

2、本設(shè)計創(chuàng)新點在于將電池充電過程分為三個階段，通過顯示屏實時顯示電池所處的充電狀態(tài)。關(guān)鍵詞 DC/DC電路 同步整流 STM32目錄1 方案論證11.1 方案描述11.2 方案比較與選擇11.2.1 主控器方案比較與選擇11.2.2 顯示屏方案比較與選擇21.2.3 電流檢測方案比較與選擇21.2.4 PWM生成方式比較與選擇21.2.5 驅(qū)動電路方案比較與選擇22 電路與程序設(shè)計32.1 雙向DC/DC主回路與器件32.2 測量控制電路、控制程序32.2.1 測量控制電路32.2.2 控制算法32.2.3 主程序設(shè)計43 理論分析與計算53.1 主回路主要器件參數(shù)選擇及計算53.1.1 MOS

3、管驅(qū)動芯片IR211053.1.2 電流檢測芯片INA28253.1.3 功率管選擇CSD1953563.1.4 電感參數(shù)計算63.2 控制方法與參數(shù)計算63.3 提高效率的方法74 測試方案與測試結(jié)果（見附件）74.3 測試結(jié)果分析75 結(jié)束語86 參考文獻(xiàn)81 方案論證1.1 方案描述本設(shè)計采用雙向同步整流電路，單片機控制輸出兩路PWM波經(jīng)過IR2110驅(qū)動高端PMOS管或低端NMOS管。通過控制PWM的占空比來控制兩個MOS管的導(dǎo)通和關(guān)斷。當(dāng)高端MOS管導(dǎo)通時，低端斷開；同理，當(dāng)?shù)投薓OS管導(dǎo)通時，高端MOS管斷開，從而實現(xiàn)同步整流，方案總體描述框圖1所示：圖1 方案總體描述框圖1.2

4、方案比較與選擇1.2.1 主控器方案比較與選擇方案一：采用通用的51系列單片機。核心控制部件使用89C51時，為達(dá)到設(shè)計精度的要求，外圍電路使得整個系統(tǒng)硬件電路變得復(fù)雜,并且傳統(tǒng)的51單片機沒有PCA定時器，獲得兩路PWM較復(fù)雜，使得系統(tǒng)的性價比偏低。方案二：采用MSP430G2553為主控制器，帶內(nèi)部基準(zhǔn)、采樣與保持以及自動掃描功能的10位200-ksps模數(shù)轉(zhuǎn)換器，時鐘頻率為32kHz, 但引腳相對較少，無法滿足要求。方案三：采用STM32單片機為主控制器，具有72MHz的CPU工作頻率，且自帶有3個12位模數(shù)轉(zhuǎn)換器(多達(dá)21個輸入通道)，轉(zhuǎn)換時間僅為1s, 2通道12位D/A轉(zhuǎn)換器。含有

5、多達(dá)112個多功能雙向的I/O口，所有I/O口可以映像到16個外部中斷。經(jīng)比較，故采用方案三，使用STM32單片機為主控制器。1.2.2 顯示屏方案比較與選擇方案一：采用Nokia 5110顯示屏，可以顯示15個漢字、30個字符，僅四根I/O線即可驅(qū)動，工作速度快；體積很小，質(zhì)量輕；工作電壓3.3V，正常顯示時工作電流200uA以下，功耗極低；具有掉電模式，適合電池供電的便攜式移動設(shè)備。方案二：采用12864顯示屏，可顯示漢字及圖形，內(nèi)置8192個中文漢字（16X16點陣）、128個字符（8X16點陣），可與CPU直接連接，提供兩種界面來連接MCU：8-位并行及串行兩種連接方式，但12864重

6、量較大，屏幕可顯示的容量較小。方案三：采用TFT液晶屏，高速度、高亮度、高對比度顯示屏幕信息，是目前最好的LCD彩色顯示設(shè)備之一，其效果接近CRT顯示器，但功耗較大，成本較高。第1頁，共8頁從低功耗角度考慮，采用方案一作為顯示屏的方案。1.2.3 電流檢測方案比較與選擇方案一：采用AD620運放，將檢流電阻兩端的電壓進行隔離放大，AD620可以實現(xiàn)1到1000的增益，增益范圍大且可通過電阻改變放大倍數(shù)。但是，由于外接電阻的精度問題，增益不能準(zhǔn)確確定，且AD620的共模抑制比較小。方案二：采用高精度檢流芯片INA282進行電流檢測，INA282的增益為50倍，共模抑制比比較高，只需外接20毫歐電

7、阻便可完成測量并且非常準(zhǔn)確。此外，INA282共模范圍為-1480V。利用INA282實現(xiàn)檢流功能，電路簡單，能耗較小。圖2 INA282檢流電路經(jīng)比較，從電路連接上以及精度方面考慮，采取方案二為電流檢測方案。1.2.4 PWM生成方式比較與選擇方案一：采用硬件生成方式，利用NE555產(chǎn)生PWM波形。因為電容器C1開始放電。使得第3接腳到高電位。當(dāng)?shù)?接腳到高電位時，電容器C1開始通過R1和對二極管D2充電。當(dāng)在C1的電壓到達(dá)+V的2/3時啟動接腳6，電容器C1起動通過R1和D1的放電。當(dāng)在C1的電壓下跌到+V的1/3以下，因此它與0.01uF電容器相接充電和放電電阻總和是相同的，因此輸出信號

8、的周期是恒定的，工作區(qū)間僅隨R1做變化。PWM信號的整體頻率在這電路上取決于R1和C1的數(shù)值：方案二：采用單片機輸出方式，STM32中存在高級定時器TIM1和TIM8可以同時產(chǎn)生多達(dá)7路的PWM輸出，使用三個寄存器：捕獲/比較模式寄存器（TIMx_CCMR1/2）、捕獲/比較使能寄存器（TIMx_CCER）、捕獲/比較寄存器（TIMx_CCR14），無需外部電路且輸出精確，不產(chǎn)生過多功耗。經(jīng)比較，采用方案二作為PWM輸出方式。1.2.5 驅(qū)動電路方案比較與選擇方案一：采用三極管高側(cè)驅(qū)動PMOS，74HC573來驅(qū)動低側(cè)NMOS管。圖為PMOS管驅(qū)動電路驅(qū)動高端MOS管，R2和R3提供了PWM電

9、壓基準(zhǔn)，通過改變這個基準(zhǔn)，可以讓電路工作在PWM信號波形比較陡直的位置。Q2和Q3用來提供驅(qū)動電流，由于導(dǎo)通的時候，Q3和Q4相對Vh和GND最低都只有一個Vce的壓降，這個壓降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。第2頁，共8頁最后，R1提供了對Q2和Q3的基極電流限制。由于PMOS管柵極電壓為高時電壓MOS管關(guān)斷，因此，驅(qū)動電路將PWM電壓反向。NMOS管為低端MOS管，驅(qū)動低測接地即可，因此采用74HC573來驅(qū)動低測NMOS管。分立元件存在一定的誤差，外部電路復(fù)雜，增加了系統(tǒng)的重量及調(diào)試難度，且功耗較專用驅(qū)動芯片較大。 圖3高側(cè)分立元件驅(qū)動 圖4 低側(cè)74HC573驅(qū)動方案二

10、：采用集成芯片IR2110，它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅(qū)動器件的首選芯片。由IR2110直接驅(qū)動高低側(cè)電路，IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝，具有獨立的低端和高端輸入通道。圖5 IR2110應(yīng)用電路經(jīng)比較，使用專用芯片外部結(jié)構(gòu)簡單，減小系統(tǒng)復(fù)雜度及重量，單片機可直接輸出PWM驅(qū)動芯片，故采用方案二作為驅(qū)動電路方案。2 電路與程序設(shè)計2.1 雙向DC/DC主回路與器件如圖7所示，電路中有兩個MOS管，其中Q1位PMOS，Q2為NMOS,通過控制MOS管的關(guān)斷來實現(xiàn)BUCK和BOOST電路。在電路為充電模式時，MOS管Q2相當(dāng)于BU

11、CK電路的續(xù)流二極管，通過控制MOS管Q1的開斷來實現(xiàn)BUCK電路，當(dāng)Q1導(dǎo)通時，Q2關(guān)斷，實現(xiàn)充電。在電路為放電模式時，MOS管Q1相當(dāng)于BOOST電路的續(xù)流二極管，通過控制MOS管Q2的開斷來實現(xiàn)BOOST電路，當(dāng)Q2導(dǎo)通時，Q2關(guān)斷，實現(xiàn)放電。第3頁，共8頁圖6雙向同步整流電路原理圖兩個MOS管不會同時導(dǎo)通，當(dāng)一個導(dǎo)通時，另一個一定關(guān)斷。此處在程序中設(shè)置了MOS管開斷的死區(qū)時間，要等一個MOS管完全關(guān)斷時另一個才能導(dǎo)通，避免了兩個全部導(dǎo)通時電流過大導(dǎo)致元件損壞。死區(qū)時間的長短會影響電路效率，死區(qū)時間越長，效率越低，MOS管的關(guān)斷時間約為250ns，這里設(shè)置死區(qū)時間為關(guān)斷時間的兩倍500n

12、s。上圖中電阻R1和R2用來分壓，由于單片機的AD采樣電壓，最大為3.3V，因此，需要將U2進行分壓。電阻R1和R2使用0.01歐的精密檢流電阻，根據(jù)輸出電流為2A的要求可算得，輸出至單片機的電壓為2V，電壓合理。2.2 測量控制電路、控制程序2.2.1 測量控制電路此電路模塊實現(xiàn)對降壓電路（充電電路）輸出電流的恒流控制以及對升壓電路（放電電路）輸出電壓的恒壓控制。恒流控制通過IN282檢流芯片實現(xiàn)，通過對精密小電阻電壓采樣送給單片機A/D，根據(jù)PID控制算法，實現(xiàn)對電流的恒定輸出。恒壓控制通過電阻的分壓：由于單片機最高采樣電壓為3.3V，根據(jù)U2=30V恒定，本設(shè)計采用9:1電阻并聯(lián)至U2進

13、行分壓，將3V電壓送給單片機。為實現(xiàn)并聯(lián)電阻不影響單片機的輸出電壓U2，且電路中電阻為5、30，故分壓電阻R1、R2分別使用90k、10k。將10k電壓值送給單片機A/D，同樣采用PID算法實現(xiàn)電壓的恒定輸出。2.2.2 控制算法本設(shè)計為實現(xiàn)在恒流、恒壓要求下可精確控制，提高系統(tǒng)的精度，采用PID算法；單片機輸出PWM法控制輸出電壓。PID算法是在過程控制中，按偏差的比例（P）、積分（I）和微分（D）進行控制的PID控制器,是應(yīng)用最為廣泛的一種自動控制器。PID控制器具有提高系統(tǒng)穩(wěn)定性能的優(yōu)點，多提供一個負(fù)實零點，在提高系統(tǒng)性能方面具有更大的優(yōu)越性。對系統(tǒng)進行恒流、恒壓控制時，對IN282的小

14、電阻電壓進行采樣，輸入單片機AD，通過PID控制，調(diào)節(jié)式中參數(shù)Kp，Ti，的值，使電流、電壓穩(wěn)定在定值。PWM算法可實現(xiàn)不同的占空比，互補PWM反向，來控制高低兩側(cè)MOSFET管的通斷實現(xiàn)升降壓。控制雙路帶死區(qū)，由于MOS管不可瞬間完成開啟和關(guān)閉，需要一定時間完成，因此需要死區(qū)。插入一段兩個都不導(dǎo)通的時間，防止管子無法承受。由于MOSFET管IRF540關(guān)斷時間（Turn-on delay time=60ns，Turn-off delay time=50ns）55ns，故取死區(qū)時間0.11s。圖左為單片機輸出的兩路PWM信號，圖右為MOS管驅(qū)動輸出的兩路驅(qū)動PWM，如圖可明顯看出0.11s的死

15、區(qū)時間。 第4頁，共8頁圖 7 互補帶死區(qū)PWM波形 圖8 MOSFET柵源電壓波形2.2.3 主程序設(shè)計3 理論分析與計算3.1 主回路主要器件參數(shù)選擇及計算 3.1.1 MOS管驅(qū)動芯片IR2110IR2110為直接驅(qū)動高低側(cè)電路的集成芯片，懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達(dá)500V，dv/dt=50V/ns，15V下靜態(tài)功耗僅116mW，功耗極低；輸出的電源端（腳3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍1020V；工作頻率高，可達(dá)500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。3.1.2 電流檢測芯片INA282采用高精度檢流芯片INA282進行

16、電流檢測，INA282的增益為50倍，共模抑制比比較高，只需外接20m電阻便可完成測量并且非常準(zhǔn)確。此外，INA282共模范圍為-1480V。利用INA282實現(xiàn)檢流功能，電路簡單，能耗較小。單片機最高可輸入信號的最大電壓為3.3V，且降壓電路輸出電流最大為2A，故采用0.02電阻進行電流檢測：第5頁，共8頁INA282增益為50倍，故輸入單片機A/D采樣電壓：此時最大電壓為2V，在單片機輸入信號電壓范圍之內(nèi)且大小適中。讀取電阻兩側(cè)電壓并將此值送入單片機A/D，通過PID調(diào)節(jié)控制電流的穩(wěn)定輸出。3.1.3 功率管選擇CSD19535MOSFET的開關(guān)損耗主要是開通損耗，因為MOSFET開通時漏

17、源結(jié)電容未完全放電；而IGBT得開關(guān)損耗主要為關(guān)斷損耗，因為關(guān)斷時存在電流拖尾現(xiàn)象。故在低壓大電流工作場合下，如果不能實現(xiàn)零電流關(guān)斷，則IGBT會有較大損耗，所以IGBT開關(guān)管不適合做低壓側(cè)開關(guān)管；利用MOSFET開關(guān)管，易于實現(xiàn)零關(guān)斷，并且有很好的頻率特性，有利于提高變換器的開關(guān)頻率。CSD19535低的導(dǎo)通內(nèi)阻,快速開關(guān),低熱敏電阻。導(dǎo)通電阻極小，為4m，VDS耐壓可達(dá)100V,連續(xù)源極電流滿足實驗要求。3.1.4 電感參數(shù)計算根據(jù)輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比，=0.5電感計算利用：其中，VS為導(dǎo)通管壓降，當(dāng)電流最大為2A時，電壓為0.08V。L可選用電感量為200500H且通過4.5

18、A以上電流不會飽和的電感器。電感的設(shè)計包括磁芯材料、尺寸選擇及繞組匝數(shù)計算、線徑選用等。電路工作時重要的是避免電感飽和、溫升過高。磁芯和線徑的選擇對電感性能和溫升影響很大，材質(zhì)好的磁芯如環(huán)形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強，EMI低。而選用線徑大的導(dǎo)線繞制電感，能有效降低電感的溫升。3.2 控制方法與參數(shù)計算 本設(shè)計為實現(xiàn)在恒流、恒壓要求下可精確控制，提高系統(tǒng)的精度，采用PID控制算法；單片機輸出PWM法控制輸出電壓。PID算法是在過程控制中，按偏差的比例（P）、積分（I）和微分（D）進行控制的PID控制器（亦稱PID調(diào)節(jié)器）,是應(yīng)用最為廣泛的一種自動控制器。PID控制器具有提高系統(tǒng)穩(wěn)定性能的優(yōu)

19、點，多提供一個負(fù)實零點，在提高系統(tǒng)性能方面具有更大的優(yōu)越性。I部分發(fā)生在系統(tǒng)頻率特性低頻段，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性能；D發(fā)生在系統(tǒng)頻率的中頻段，改善系統(tǒng)動態(tài)性能。它結(jié)構(gòu)簡單，軟硬件實現(xiàn)方便、快速，便于調(diào)節(jié)，有較好的控制效果并且對模型誤差有較好的魯棒性。第6頁，共8頁對系統(tǒng)進行恒流、恒壓控制時，對IN282的小電阻電壓進行采樣，輸入單片機AD，通過PID控制，調(diào)節(jié)式中參數(shù)Kp，Ti，的值，使電流、電壓穩(wěn)定在定值。圖9 PID控制框圖PWM算法可實現(xiàn)不同的占空比，互補PWM反向，來控制高低兩側(cè)MOSFET管的通斷實現(xiàn)升降壓?？刂齐p路帶死區(qū)，由于MOS管不可瞬間完成開啟和關(guān)閉，需要一定時間完成，因此需要死區(qū)

20、。插入一段兩個都不導(dǎo)通的時間，防止管子無法承受。MOSFET管IRF540關(guān)斷時間，Turn-on delay time=60ns，Turn-off delay time=50ns：故死區(qū)時間：0.11s3.3 提高效率的方法DC/DC變換器的損耗主要為:功率開關(guān)管的損耗,輸出端整流管的損耗。同步整流技術(shù)的關(guān)鍵則在于同步整流管的驅(qū)動控制上，不同的驅(qū)動方式對效率的影響是有很大差別的。本設(shè)計的驅(qū)動電路的選擇IR2110驅(qū)動器，可同時驅(qū)動高低端電路，減少了高低側(cè)分別驅(qū)動帶來的電路復(fù)雜和功率的損耗。傳統(tǒng)的二極管整流方式中，二極管正向?qū)▔航荡螅瑯O大影響工作效率，即使是肖特基二極管也無法滿足要求。為解決

21、此問題，本設(shè)計采用同步整流技術(shù)，通過使用導(dǎo)通電阻很低的MOSFET IRF540代替二極管整流，大幅度提高工作效率。為防止兩個整流管同時導(dǎo)通，兩個管子驅(qū)動信號加入一定的死區(qū)時間，在合理計算并保證安全的情況下盡量減小，同時選用大電感，使用更粗的銅線，減少磁損耗。精確計算所需電感L的值。在進行PCB布線時，盡量使布局緊湊，走線短并且直，在PCB的關(guān)鍵部位要配置適當(dāng)?shù)母哳l退耦電容，在PCB電源的輸入端應(yīng)接一個10F100 F的電解電容,在集成電路的電源引腳附近都應(yīng)接一個0.01 pF左右的瓷片電容。4 測試方案與測試結(jié)果（見附件）4.3 測試結(jié)果分析由測試結(jié)果可以看出，本系統(tǒng)可以正常輸出并且能夠?qū)崿F(xiàn)

22、比要求更加高效的輸出。第7頁，共8頁基本要求：=30V 條件下，實現(xiàn)對電池恒流充電。充電電流 在12A 范圍內(nèi)步進5mA可調(diào)，精度控制在2%以內(nèi)；設(shè)定=2A，調(diào)整直流穩(wěn)壓電源輸出電壓，使 在2436V 范圍內(nèi)變化時， 的變化率在0.5%以內(nèi)；設(shè)定=2A，在=30V 條件下，變換器的效率（=100%）98%；充電電流I1可實時顯示，在=12A 范圍內(nèi)精度控制在1%以內(nèi)；具有過充保護功能：設(shè)定=2A，觀察閾值穩(wěn)定在24V。經(jīng)測試，基本要求可全部實現(xiàn)并且性能更優(yōu)良。發(fā)揮要求：保持=300.5V，變換器效率（=100%）97%；調(diào)整直流穩(wěn)壓電源輸出電壓，使 在3238V 范圍內(nèi)變化時，雙向DC-DC

23、電路能夠自動轉(zhuǎn)換工作模式及保持在300.2V；雙向DC-DC 變換器、測控電路與輔助電源三部分的總重量為196g左右。經(jīng)測試，發(fā)揮部分可全部實現(xiàn)并且性能更優(yōu)良。本設(shè)計的創(chuàng)新性在于可實時顯示此時電池充電狀態(tài)，分為三個狀態(tài)；采回來的電壓可以顯示電壓值。經(jīng)測試，可良好實現(xiàn)。5 結(jié)束語開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)也在不斷地創(chuàng)新，這為開關(guān)電源提供了廣闊的發(fā)展空間，開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。在本設(shè)計的制作過程中，我們充分利用平時課堂上所學(xué)的專業(yè)知識，加深對課本知識理解的同時也提高了我們的動手能力。經(jīng)過四天三夜的努力，我們完成了題目中所規(guī)定了要求，同時加入了我們自己對題目的理解和創(chuàng)新，但仍有很多不足和提高的空間，今后我們將繼續(xù)努力提高自己的水平，尋求未來更高層次的發(fā)展。6 參考文獻(xiàn)1 李建忠. 單片機原理及應(yīng)用M. 西安：西安電子科技大學(xué)，2002.2 賈立新. 電子設(shè)計與實踐M. 北京：清華大學(xué)出版社，2007.3 童詩白. 模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)M. 北京：高等教育出版社，2003.第8頁，共8頁4 胡壽松. 自動控制原理M. 北京：科學(xué)出版社，2007.