開關(guān)電源論文資料
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開關(guān)電源原理及其應(yīng)用
第一部分:功率電子器件
第一節(jié):功率電子器件及其應(yīng)用要求
功率電子器件大量被應(yīng)用于電源、伺服驅(qū)動(dòng)、變頻器、電機(jī)保護(hù)器等功率電子設(shè)備。這些設(shè)備都是自動(dòng)化系統(tǒng)中必不可少的,因此,我們了解它們是必要的。
近年來,隨著應(yīng)用日益高速發(fā)展的需求,推動(dòng)了功率電子器件的制造工藝的研究和發(fā)展,功率電子器件有了飛躍性的進(jìn)步。器件的類型朝多元化發(fā)展,性能也越來越改善。大致來講,功率器件的發(fā)展,體現(xiàn)在如下方面:
1. 器件能夠快速恢復(fù),以滿足越來越高的速度需要。以開關(guān)電源為例,采用雙極型晶體管時(shí),速度可以到幾十千赫;使用MOSFET和IGBT,可以到幾百千赫;而采用了諧振技術(shù)的開關(guān)電源,則可以達(dá)到兆赫以上。
2. 通態(tài)壓降(正向壓降)降低。這可以減少器件損耗,有利于提高速度,減小器件體積。
3. 電流控制能力增大。電流能力的增大和速度的提高是一對(duì)矛盾,目前最大電流控制能力,特別是在電力設(shè)備方面,還沒有器件能完全替代可控硅。
4. 額定電壓:耐壓高。耐壓和電流都是體現(xiàn)驅(qū)動(dòng)能力的重要參數(shù),特別對(duì)電力系統(tǒng),這顯得非常重要。
5. 溫度與功耗。這是一個(gè)綜合性的參數(shù),它制約了電流能力、開關(guān)速度等能力的提高。目前有兩個(gè)方向解決這個(gè)問題,一是繼續(xù)提高功率器件的品質(zhì),二是改進(jìn)控制技術(shù)來降低器件功耗,比如諧振式開關(guān)電源。
總體來講,從耐壓、電流能力看,可控硅目前仍然是最高的,在某些特定場(chǎng)合,仍然要使用大電流、高耐壓的可控硅。但一般的工業(yè)自動(dòng)化場(chǎng)合,功率電子器件已越來越多地使用MOSFET和IGBT,特別是IGBT獲得了更多的使用,開始全面取代可控硅來做為新型的功率控制器件。
第二節(jié):功率電子器件概覽
一. 整流二極管:
二極管是功率電子系統(tǒng)中不可或缺的器件,用于整流、續(xù)流等。目前比較多地使用如下三種選擇:
1. 高效快速恢復(fù)二極管。壓降0.8-1.2V,適合小功率,12V左右電源。
2. 高效超快速二極管。0.8-1.2V,適合小功率,12V左右電源。
3. 肖特基勢(shì)壘整流二極管SBD。0.4V,適合5V等低壓電源。缺點(diǎn)是其電阻和耐壓的平方成正比,所以耐壓低(200V以下),反向漏電流較大,易熱擊穿。但速度比較快,通態(tài)壓降低。
目前SBD的研究前沿,已經(jīng)超過1萬伏。
二.大功率晶體管GTR
分為:
單管形式。電流系數(shù):10-30。
雙管形式——達(dá)林頓管。電流倍數(shù):100-1000。飽和壓降大,速度慢。下圖虛線部分即是達(dá)林頓管。
圖1-1:達(dá)林頓管應(yīng)用
實(shí)際比較常用的是達(dá)林頓模塊,它把GTR、續(xù)流二極管、輔助電路做到一個(gè)模塊內(nèi)。在較早期的功率電子設(shè)備中,比較多地使用了這種器件。圖1-2是這種器件的內(nèi)部典型結(jié)構(gòu)。
`
圖1-2:達(dá)林頓模塊電路典型結(jié)構(gòu)
兩個(gè)二極管左側(cè)是加速二極管,右側(cè)為續(xù)流二極管。加速二極管的原理是引進(jìn)了電流串聯(lián)正反饋,達(dá)到加速的目的。
這種器件的制造水平是1800V/800A/2KHz、600V/3A/100KHz左右(參考)。
三. 可控硅SCR
可控硅在大電流、高耐壓場(chǎng)合還是必須的,但在常規(guī)工業(yè)控制的低壓、中小電流控制中,已逐步被新型器件取代。
目前的研制水平在12KV/8000A左右(參考)。
由于可控硅換流電路復(fù)雜,逐步開發(fā)了門極關(guān)斷晶閘管GTO。制造水平達(dá)到8KV/8KA,頻率為1KHz左右。
無論是SCR還是GTO,控制電路都過于復(fù)雜,特別是需要龐大的吸收電路。而且,速度低,因此限制了它的應(yīng)用范圍拓寬。
集成門極換流晶閘管IGCT和MOS關(guān)斷晶閘管之類的器件在控制門極前使用了MOS柵,從而達(dá)到硬關(guān)斷能力。
四. 功率MOSFET
又叫功率場(chǎng)效應(yīng)管或者功率場(chǎng)控晶體管。
其特點(diǎn)是驅(qū)動(dòng)功率小,速度高,安全工作區(qū)寬。但高壓時(shí),導(dǎo)通電阻與電壓的平方成正比,因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。
適合低壓100V以下,是比較理想的器件。
目前的研制水平在1000V/65A左右(參考)。商業(yè)化的產(chǎn)品達(dá)到60V/200A/2MHz、500V/50A/100KHz。是目前速度最快的功率器件。
五. IGBT
又叫絕緣柵雙極型晶體管。
這種器件的特點(diǎn)是集MOSFET與GTR的優(yōu)點(diǎn)于一身。輸入阻抗高,速度快,熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低,耐壓高,電流大。
目前這種器件的兩個(gè)方向:一是朝大功率,二是朝高速度發(fā)展。大功率IGBT模塊達(dá)到1200-1800A/1800-3300V的水平(參考)。速度在中等電壓區(qū)域(370-600V),可達(dá)到150-180KHz。
它的電流密度比MOSFET大,芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET低。
盡管電力電子器件發(fā)展過程遠(yuǎn)比我們現(xiàn)在描述的復(fù)雜,但是MOSFET和IGBT,特別是IGBT已經(jīng)成為現(xiàn)代功率電子器件的主流。因此,我們下面的重點(diǎn)也是這兩種器件。
第三節(jié):功率場(chǎng)效應(yīng)管MOSFET
功率場(chǎng)效應(yīng)管又叫功率場(chǎng)控晶體管。
一.原理:
半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)分析略。本講義附加了相關(guān)資料,供感興趣的同事可以查閱。
實(shí)際上,功率場(chǎng)效應(yīng)管也分結(jié)型、絕緣柵型。但通常指后者中的MOS管,即MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)。
它又分為N溝道、P溝道兩種。器件符號(hào)如下:
N溝道 P溝道
圖1-3:MOSFET的圖形符號(hào)
MOS器件的電極分別為柵極G、漏極D、源極S。
和普通MOS管一樣,它也有:
耗盡型:柵極電壓為零時(shí),即存在導(dǎo)電溝道。無論VGS正負(fù)都起控制作用。
增強(qiáng)型:需要正偏置柵極電壓,才生成導(dǎo)電溝道。達(dá)到飽和前,VGS正偏越大,IDS越大。
一般使用的功率MOSFET多數(shù)是N溝道增強(qiáng)型。而且不同于一般小功率MOS管的橫向?qū)щ娊Y(jié)構(gòu),使用了垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu),從而提高了耐壓、電流能力,因此又叫VMOSFET。
二.特點(diǎn):
這種器件的特點(diǎn)是輸入絕緣電阻大(1萬兆歐以上),柵極電流基本為零。
驅(qū)動(dòng)功率小,速度高,安全工作區(qū)寬。但高壓時(shí),導(dǎo)通電阻與電壓的平方成正比,因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。
適合低壓100V以下,是比較理想的器件。
目前的研制水平在1000V/65A左右(參考)。
其速度可以達(dá)到幾百KHz,使用諧振技術(shù)可以達(dá)到兆級(jí)。
三.參數(shù)與器件特性:
無載流子注入,速度取決于器件的電容充放電時(shí)間,與工作溫度關(guān)系不大,故熱穩(wěn)定性好。
(1) 轉(zhuǎn)移特性:
ID隨UGS變化的曲線,成為轉(zhuǎn)移特性。從下圖可以看到,隨著UGS的上升,跨導(dǎo)將越來越高。
ID
UGS
圖1-4:MOSFET的轉(zhuǎn)移特性
(2) 輸出特性(漏極特性):
輸出特性反應(yīng)了漏極電流隨VDS變化的規(guī)律。
這個(gè)特性和VGS又有關(guān)聯(lián)。下圖反映了這種規(guī)律。
ID
ID
VDS
VGS
圖中,爬坡段是非飽和區(qū),水平段為飽和區(qū),靠近橫軸附近為截止區(qū),這點(diǎn)和GTR有區(qū)別。
圖1-5:MOSFET的輸出特性
VGS=0時(shí)的飽和電流稱為飽和漏電流IDSS。
(3)通態(tài)電阻Ron:
通態(tài)電阻是器件的一個(gè)重要參數(shù),決定了電路輸出電壓幅度和損耗。
該參數(shù)隨溫度上升線性增加。而且VGS增加,通態(tài)電阻減小。
(4)跨導(dǎo):
MOSFET的增益特性稱為跨導(dǎo)。定義為:
Gfs=ΔID/ΔVGS
顯然,這個(gè)數(shù)值越大越好,它反映了管子的柵極控制能力。
(5)柵極閾值電壓
柵極閾值電壓VGS是指開始有規(guī)定的漏極電流(1mA)時(shí)的最低柵極電壓。它具有負(fù)溫度系數(shù),結(jié)溫每增加45度,閾值電壓下降10%。
(6)電容
MOSFET的一個(gè)明顯特點(diǎn)是三個(gè)極間存在比較明顯的寄生電容,這些電容對(duì)開關(guān)速度有一定影響。偏置電壓高時(shí),電容效應(yīng)也加大,因此對(duì)高壓電子系統(tǒng)會(huì)有一定影響。
有些資料給出柵極電荷特性圖,可以用于估算電容的影響。以柵源極為例,其特性如下:
VGS
QG
可以看到:器件開通延遲時(shí)間內(nèi),電荷積聚較慢。隨著電壓增加,電荷快速上升,對(duì)應(yīng)著管子開通時(shí)間。最后,當(dāng)電壓增加到一定程度后,電荷增加再次變慢,此時(shí)管子已經(jīng)導(dǎo)通。
圖1-6:柵極電荷特性
(8)正向偏置安全工作區(qū)及主要參數(shù)
MOSFET和雙極型晶體管一樣,也有它的安全工作區(qū)。不同的是,它的安全工作區(qū)是由四根線圍成的。
最大漏極電流IDM:這個(gè)參數(shù)反應(yīng)了器件的電流驅(qū)動(dòng)能力。
最大漏源極電壓VDSM:它由器件的反向擊穿電壓決定。
最大漏極功耗PDM:它由管子允許的溫升決定。
漏源通態(tài)電阻Ron:這是MOSFET必須考慮的一個(gè)參數(shù),通態(tài)電阻過高,會(huì)影響輸出效率,增加損耗。所以,要根據(jù)使用要求加以限制。
ID
VDS
VDSM
IDM
PCM
RON
圖1-7:正向偏置安全工作區(qū)
第四節(jié):絕緣柵雙極晶體管IGBT
又叫絕緣柵雙極型晶體管。
一.原理:
半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)分析略。本講義附加了相關(guān)資料,供感興趣的同事可以查閱。
該器件符號(hào)如下:
C
C
G
E
G
E
N溝道 P溝道
圖1-8:IGBT的圖形符號(hào)
注意,它的三個(gè)電極分別為門極G、集電極C、發(fā)射極E。
圖1-9:IGBT的等效電路圖。
上面給出了該器件的等效電路圖。實(shí)際上,它相當(dāng)于把MOS管和達(dá)林頓晶體管做到了一起。因而同時(shí)具備了MOS管、GTR的優(yōu)點(diǎn)。
二.特點(diǎn):
這種器件的特點(diǎn)是集MOSFET與GTR的優(yōu)點(diǎn)于一身。輸入阻抗高,速度快,熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低,耐壓高,電流大。
它的電流密度比MOSFET大,芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET略低。
大功率IGBT模塊達(dá)到1200-1800A/1800-3300V的水平(參考)。速度在中等電壓區(qū)域(370-600V),可達(dá)到150-180KHz。
三.參數(shù)與特性:
(1)轉(zhuǎn)移特性
IC
UGE
圖1-10:IGBT的轉(zhuǎn)移特性
這個(gè)特性和MOSFET極其類似,反映了管子的控制能力。
(2)輸出特性
VCE
VGE
IC
ID
圖1-11:IGBT的輸出特性
它的三個(gè)區(qū)分別為:
靠近橫軸:正向阻斷區(qū),管子處于截止?fàn)顟B(tài)。
爬坡區(qū):飽和區(qū),隨著負(fù)載電流Ic變化,UCE基本不變,即所謂飽和狀態(tài)。
水平段:有源區(qū)。
(3)通態(tài)電壓Von:
I
VON
IGBT
MOSFET
圖1-12:IGBT通態(tài)電壓和MOSFET比較
所謂通態(tài)電壓,是指IGBT進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)的管壓降VDS,這個(gè)電壓隨VGS上升而下降。
由上圖可以看到,IGBT通態(tài)電壓在電流比較大時(shí),Von要小于MOSFET。
MOSFET的Von為正溫度系數(shù),IGBT小電流為負(fù)溫度系數(shù),大電流范圍內(nèi)為正溫度系數(shù)。
(4)開關(guān)損耗:
常溫下,IGBT和MOSFET的關(guān)斷損耗差不多。MOSFET開關(guān)損耗與溫度關(guān)系不大,但I(xiàn)GBT每增加100度,損耗增加2倍。
開通損耗IGBT平均比MOSFET略小,而且二者都對(duì)溫度比較敏感,且呈正溫度系數(shù)。
兩種器件的開關(guān)損耗和電流相關(guān),電流越大,損耗越高。
(5)安全工作區(qū)與主要參數(shù)ICM、UCEM、PCM:
IC
UCE
安全工作區(qū)
ICM
UCEM
IGBT的安全工作區(qū)是由電流ICM、電壓UCEM、功耗PCM包圍的區(qū)域。
圖1-13:IGBT的功耗特性
最大集射極間電壓UCEM:取決于反向擊穿電壓的大小。
最大集電極功耗PCM:取決于允許結(jié)溫。
最大集電極電流ICM:則受元件擎住效應(yīng)限制。
所謂擎住效應(yīng)問題:由于IGBT存在一個(gè)寄生的晶體管,當(dāng)IC大到一定程度,寄生晶體管導(dǎo)通,柵極失去控制作用。此時(shí),漏電流增大,造成功耗急劇增加,器件損壞。
安全工作區(qū)隨著開關(guān)速度增加將減小。
(6)柵極偏置電壓與電阻
IGBT特性主要受柵極偏置控制,而且受浪涌電壓影響。其di/dt明顯和柵極偏置電壓、電阻Rg相關(guān),電壓越高,di/dt越大,電阻越大,di/dt越小。
而且,柵極電壓和短路損壞時(shí)間關(guān)系也很大,柵極偏置電壓越高,短路損壞時(shí)間越短。
第二部分:開關(guān)電源基礎(chǔ)
第一節(jié):開關(guān)電源的基本控制原理
一.開關(guān)電源的控制結(jié)構(gòu):
一般地,開關(guān)電源大致由輸入電路、變換器、控制電路、輸出電路四個(gè)主體組成。
如果細(xì)致劃分,它包括:輸入濾波、輸入整流、開關(guān)電路、采樣、基準(zhǔn)電源、比較放大、震蕩器、V/F轉(zhuǎn)換、基極驅(qū)動(dòng)、輸出整流、輸出濾波電路等。
實(shí)際的開關(guān)電源還要有保護(hù)電路、功率因素校正電路、同步整流驅(qū)動(dòng)電路及其它一些輔助電路等。
下面是一個(gè)典型的開關(guān)電源原理框圖,掌握它對(duì)我們理解開關(guān)電源有重要意義。
采樣電路
比較放大
基準(zhǔn)電源
V/F轉(zhuǎn)換
震蕩器
基極驅(qū)動(dòng)
開關(guān)器件
變壓器
整流
濾波
保護(hù)電路
功率因素校正
濾波
整流
浪涌抑制
輸入電路
變換電路
輸出電路
控制電路
PM電路(類型PFM)
圖2-1:開關(guān)電源的基本結(jié)構(gòu)框圖
根據(jù)控制類型不同,PM(脈沖調(diào)制)電路可能有多種形式。這里是典型的PFM結(jié)構(gòu)。
二.開關(guān)電源的構(gòu)成原理:
(一)輸入電路:
線性濾波電路、浪涌電流抑制電路、整流電路。
作用:把輸入電網(wǎng)交流電源轉(zhuǎn)化為符合要求的開關(guān)電源直流輸入電源。
1.線性濾波電路:
抑制諧波和噪聲。
2.浪涌濾波電路:
抑制來自電網(wǎng)的浪涌電流。
3.整流電路:
把交流變?yōu)橹绷鳌?
有電容輸入型、扼流圈輸入型兩種,開關(guān)電源多數(shù)為前者。
(二).變換電路:
含開關(guān)電路、輸出隔離(變壓器)電路等,是開關(guān)電源電源變換的主通道,完成對(duì)帶有功率的電源波形進(jìn)行斬波調(diào)制和輸出。
這一級(jí)的開關(guān)功率管是其核心器件。
1.開關(guān)電路
驅(qū)動(dòng)方式:自激式、他激式。
變換電路:隔離型、非隔離型、諧振型。
功率器件:最常用的有GTR、MOSFET、IGBT。
調(diào)制方式:PWM、PFM、混合型三種。PWM最常用。
2.變壓器輸出
分無抽頭、帶抽頭。半波整流、倍流整流時(shí),無須抽頭,全波時(shí)必須有抽頭。
(三).控制電路:
向驅(qū)動(dòng)電路提供調(diào)制后的矩形脈沖,達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。
基準(zhǔn)電路:提供電壓基準(zhǔn)。如并聯(lián)型基準(zhǔn)LM358、AD589,串聯(lián)型基準(zhǔn)AD581、REF192等。
采樣電路:采取輸出電壓的全部或部分。
比較放大:把采樣信號(hào)和基準(zhǔn)信號(hào)比較,產(chǎn)生誤差信號(hào),用于控制電源PM電路。
V/F變換:把誤差電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻率信號(hào)。
振蕩器:產(chǎn)生高頻振蕩波。
基極驅(qū)動(dòng)電路:把調(diào)制后的振蕩信號(hào)轉(zhuǎn)換成合適的控制信號(hào),驅(qū)動(dòng)開關(guān)管的基極。
(四).輸出電路:
整流、濾波。
把輸出電壓整流成脈動(dòng)直流,并平滑成低紋波直流電壓。輸出整流技術(shù)現(xiàn)在又有半波、全波、恒功率、倍流、同步等整流方式。
第二節(jié):各類拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)電源分析
一.非隔離型開關(guān)變換器
(一).降壓變換器
Buck電路:降壓斬波器,入出極性相同。
由于穩(wěn)態(tài)時(shí),電感充放電伏秒積相等,因此:
(Ui-Uo)*ton=Uo*toff,
Ui*ton-Uo*ton=Uo*toff,
Ui*ton=Uo(ton+toff),
Uo/Ui=ton/(ton+toff)= Δ
即,輸入輸出電壓關(guān)系為:
Uo/Ui=Δ(占空比)
Uo
ID
S
ID
VD
ID
L
ID
C
ID
圖2-2:Buck電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)
在開關(guān)管S通時(shí),輸入電源通過L平波和C濾波后向負(fù)載端提供電流;當(dāng)S關(guān)斷后,L通過二極管續(xù)流,保持負(fù)載電流連續(xù)。輸出電壓因?yàn)檎伎毡茸饔?,不?huì)超過輸入電源電壓。
(二).升壓變換器
Boost電路:升壓斬波器,入出極性相同。
利用同樣的方法,根據(jù)穩(wěn)態(tài)時(shí)電感L的充放電伏秒積相等的原理,可以推導(dǎo)出電壓關(guān)系:
Ui
ID
Uo
ID
S
ID
VD
ID
L
ID
C
ID
Uo/Ui=1/(1-Δ)
圖2-3:Boost電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)
這個(gè)電路的開關(guān)管和負(fù)載構(gòu)成并聯(lián)。在S通時(shí),電流通過L平波,
電源對(duì)L充電。當(dāng)S斷時(shí),L向負(fù)載及電源放電,輸出電壓將是輸入電壓Ui+UL,因而有升壓作用。
(三).逆向變換器
Buck-Boost電路:升/降壓斬波器,入出極性相反,電感傳輸。
電壓關(guān)系:Uo/Ui=-Δ/(1-Δ)
Ui
ID
Uo
ID
S
ID
VD
ID
C
ID
L
圖2-4:Buck-Boost電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)
S通時(shí),輸入電源僅對(duì)電感充電,當(dāng)S斷時(shí),再通過電感對(duì)負(fù)載放電來實(shí)現(xiàn)電源傳輸。
所以,這里的L是用于傳輸能量的器件。
(四).丘克變換器
Cuk電路:升/降壓斬波器,入出極性相反,電容傳輸。
電壓關(guān)系:Uo/Ui=-Δ/(1-Δ)。
N2
C1
T
C2
L2
R
Uo
VD
L1
S
Ui
圖2-5:Cuk變換器電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)
當(dāng)開關(guān)S閉合時(shí),Ui對(duì)L1充電。當(dāng)S斷開時(shí),Ui+EL1通過VD對(duì)C1進(jìn)行充電。再當(dāng)S閉合時(shí),VD關(guān)斷,C1通過L2、C2濾波對(duì)負(fù)載放電,L1繼續(xù)充電。
這里的C1用于傳遞能量,而且輸出極性和輸入相反。
二.隔離型開關(guān)變換器
1.推挽型變換器
下面是推挽型變換器的電路。
S2
S1
L
C
R
N1
N1
N2
N2
Ui
Uo
T
圖2-6:推挽型變換電路
S1和S2輪流導(dǎo)通,將在二次側(cè)產(chǎn)生交變的脈動(dòng)電流,經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號(hào),再經(jīng)L、C濾波,送給負(fù)載。
由于電感L在開關(guān)之后,所以當(dāng)變比為1時(shí),它實(shí)際上類似于降壓變換器。
2.半橋型變換器
圖2-6給出了半橋型變換器的電路圖。
當(dāng)S1和S2輪流導(dǎo)通時(shí),一次側(cè)將通過電源-S1-T-C2-電源及電源-C1-T-S2-電源產(chǎn)生交變電流,從而在二次側(cè)產(chǎn)生交變的脈動(dòng)電流,經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號(hào),再經(jīng)L、C濾波,送給負(fù)載。
C
2Ui
S2
S1
L
R
N1
N2
N2
Uo
T
C1
C2
同樣地,這個(gè)電路也相當(dāng)于降壓式拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)。
圖2-7:半橋式變換電路
3.全橋型變換器
下圖是全橋變換器電路。
C
Ui
S3
S2
L
R
N1
N2
N2
Uo
T
S4
S1
圖2-8:全橋式變換電路
當(dāng)S1、S3和S2、S4兩兩輪流導(dǎo)通時(shí),一次側(cè)將通過電源-S2-T-S4-電源及電源-S1-T-S3-電源產(chǎn)生交變電流,從而在二次側(cè)產(chǎn)生交變的脈動(dòng)電流,經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號(hào),再經(jīng)L、C濾波,送給負(fù)載。
這個(gè)電路也相當(dāng)于降壓式拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)。
4.正激型變換器
下圖為正激式變換器。
T
N3
C
L
R
N2
Uo
S
N1
VD1
VD2
VD3
Ui
圖2-9:正激型變換器電路
當(dāng)S導(dǎo)通時(shí),原邊經(jīng)過輸入電源-N1-S-輸入電源,產(chǎn)生電流。當(dāng)S斷開時(shí),N1能量轉(zhuǎn)移到N3,經(jīng)N3-電源-VD3向輸入端釋放能量,避免變壓器過飽和。VD1用于整流,VD2用于S斷開期間續(xù)流。
5.隔離型Cuk變換器
隔離型Cuk變換器電路如下所示:
N2
C12
T
C2
L2
R
Uo
S
N1
VD
Ui
L1
C11
圖2-10:隔離型Cuk變換器
當(dāng)S導(dǎo)通時(shí),Ui對(duì)L1充電。當(dāng)S斷開時(shí),Ui+EL1對(duì)C11及變壓器原邊放電,同時(shí)給C11充電,電流方向從上向下。附邊感應(yīng)出脈動(dòng)直流信號(hào),通過VD對(duì)C12反向充電。在S導(dǎo)通期間,C12的反壓將使VD關(guān)斷,并通過L2、C2 濾波后,對(duì)負(fù)載放電。
這里的C12明顯是用于傳遞能量的,所以Cuk電路是電容傳輸變換電路。
6.電流變換器
能量回饋型電流變換器電路如下圖所示。
S2
S1
C
R
N1
N1
N2
N2
Ui
Uo
T
N4
N3
VD1
VD2
VD3
圖2-11:能量回饋型電流變換器電路
該電路與推挽電路類似。不同的是,在主通路上串聯(lián)了一個(gè)電感。其作用是在S1、S2斷開期間,使得變壓器能量轉(zhuǎn)移到N3繞組,通過VD3回饋到輸入端。
(上圖懷疑N3同名端反了。)
下面是升壓型變換器的電路圖:
S2
S1
C
R
N1
N1
N2
N2
Ui
Uo
T
L
VD1
VD2
圖2-12:升壓型電流變換器電路
該電路也與推挽電路類似,并在主通路上串聯(lián)了一個(gè)電感。在開關(guān)導(dǎo)通期間,L積蓄能量。當(dāng)一側(cè)開關(guān)斷開時(shí),電感電動(dòng)勢(shì)和Ui疊加在一起,對(duì)另一側(cè)放電。因此,L有升壓作用。
三.準(zhǔn)諧振型變換器
在脈沖調(diào)制電路中,加入R、L諧振電路,使得流過開關(guān)的電流及管子兩端的壓降為準(zhǔn)正弦波。這種開關(guān)電源成為諧振式開關(guān)電源。
利用一定的控制技術(shù),可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管在電流或電壓波形過零時(shí)切換,這樣對(duì)縮小電源體積,增大電源控制能力,提高開關(guān)速度,改善紋波都有極大好處。所以諧振開關(guān)電源是當(dāng)前開關(guān)電源發(fā)展的主流技術(shù)。又分為:
1.ZCS——零電流開關(guān)。開關(guān)管在零電流時(shí)關(guān)斷。
2.ZVS——零電壓開關(guān)。開關(guān)管在零電壓時(shí)關(guān)斷。
具體關(guān)于這個(gè)技術(shù)的簡(jiǎn)單介紹,見后面相關(guān)內(nèi)容。
四.開關(guān)電源的分類總結(jié)
開關(guān)電源的分類
(一).按控制方式:
脈沖調(diào)制變換器:驅(qū)動(dòng)波形為方波。PWM、PFM、混合式。
諧振式變換器:驅(qū)動(dòng)波形為正弦波。又分ZCS(零電流諧振開關(guān))、ZVS(零電壓諧振開關(guān))兩種。
(二).按電壓轉(zhuǎn)換形式:
1.AC/DC:一次電源。
即整流電源。
2.DC/DC:二次電源。
1)Buck電路:降壓斬波器,入出極性相同。
2)Boost:升壓斬波器,入出極性相同。
3)Buck-Boost:升/降壓斬波器,入出極性相反,電感傳輸。
4)Cuk:升/降壓斬波器,入出極性相反,電容傳輸。
(三).按拓補(bǔ)結(jié)構(gòu):
1.隔離型:有變壓器。
2.非隔離型:無變壓器。
第三節(jié):諧振式電源與軟開關(guān)技術(shù)
本節(jié)討論諧振式開關(guān)電源的有關(guān)知識(shí)。
§2-3-1.電路的諧振現(xiàn)象
為了更好地理解諧振式電源,這里回憶一下電路諧振的條件及其特點(diǎn)。
一、串聯(lián)電路的諧振
一個(gè)R、L、C串聯(lián)電路,在正弦電壓作用下,其復(fù)阻抗:
Z=R+j(ωL-1/ωC)
一定條件下,使得XL=XC,即ωL=1/ωC ,Z=R,此時(shí)的電路狀態(tài)稱為串聯(lián)諧振。
明顯地,串聯(lián)諧振的特點(diǎn)是:
1.阻抗角等于零,電路呈純電阻性,因而電路端電壓U和電流I同相。
2.此時(shí)的阻抗最小,電路電流有效值達(dá)到最大。
3.諧振頻率:ωo=1/√LC 。
4.諧振系數(shù)或品質(zhì)因素:
Q=ωoL/R=1/ωoCR=(√L/C)/R。
由于串聯(lián)諧振時(shí),L、C電壓彼此抵消,因此也稱為電壓諧振。從外部看,L、C部分類似于短路。
而此時(shí)Uc、UL是輸入電壓U的Q倍。Q值越大,振蕩越強(qiáng)。
這里的Z0=√L/C,我們稱為特性阻抗,它決定了諧振的強(qiáng)度。
5.諧振發(fā)生時(shí),C、L中的能量不斷互相轉(zhuǎn)換,二者之間反復(fù)進(jìn)行充放電過程,形成正弦波振蕩。
二、并聯(lián)電路的諧振
一個(gè)R、L、C并聯(lián)電路,在正弦電壓作用下,其復(fù)導(dǎo)納:
Y=1/R-j(1/ωL-ωC)
一定條件下,使得YL=YC,即1/ωL=ωC ,Y=1/R,此時(shí)的電路狀態(tài)稱為并聯(lián)諧振。
明顯地,串并諧振的特點(diǎn)是:
1.導(dǎo)納角等于零,電路呈純電阻性,因而電路端電壓U和電流I同相。
2.此時(shí)的導(dǎo)納最小,電路電流有效值達(dá)到最小。
3.諧振頻率:ωo=1/√LC 。
4.由于并聯(lián)諧振時(shí),L、C電流彼此抵消,因此也稱為電流諧振。從外部看,L、C部分類似于開路,L、C各自有效電流卻達(dá)到最大。
5.諧振發(fā)生時(shí),C、L中的能量不斷互相轉(zhuǎn)換,二者之間反復(fù)進(jìn)行充放電過程,形成正弦波振蕩。
§2-3-2.諧振式電源的基本原理
諧振式電源是新型開關(guān)電源的發(fā)展方向。它利用諧振電路產(chǎn)生正弦波,在正弦波過零時(shí)切換開關(guān)管,從而大大提高了開關(guān)管的控制能力,并減小了電源體積。同時(shí),也使得電源諧波成分大為降低。另外,電源頻率得到大幅度提高。PWM一般只能達(dá)到幾百K,但諧振開關(guān)電源可以達(dá)到1M以上。
普通傳統(tǒng)的開關(guān)電源功率因素在0.4-0.7,諧振式電源結(jié)合功率因素校正技術(shù),功率因素可以達(dá)到0.95以上,甚至接近于1。從而大大抑制了對(duì)電網(wǎng)的污染。
這種開關(guān)電源又分為:
1.ZCS——零電流開關(guān)。開關(guān)管在零電流時(shí)關(guān)斷。
2.ZVS——零電壓開關(guān)。開關(guān)管在零電壓時(shí)關(guān)斷。
在脈沖調(diào)制電路中,加入L、C諧振電路,使得流過開關(guān)的電流及管子兩端的壓降為準(zhǔn)正弦波。下面是這兩種開關(guān)的簡(jiǎn)單原理圖。
Ic
Ui
S
Lr
Cr
VD
Ic
Ui
S
Lr
Cr
VD
S
Is
Ts
Ton
Toff
S
Us
Ts
on
off
圖2-13:電流諧振式開關(guān)電路 電壓諧振式開關(guān)電路
ZCS電流諧振開關(guān)中,Lr、Cr構(gòu)成的諧振電路通過Lr的諧振電流通過S,我們可以控制開關(guān)在電流過零時(shí)進(jìn)行切換。這個(gè)諧振電路的電流是正弦波,而Us為矩形波電壓。
ZVS電壓諧振開關(guān)中,Lr、Cr構(gòu)成的諧振電路的Cr端諧振電壓并聯(lián)到S,我們可以控制開關(guān)在電壓過零時(shí)進(jìn)行切換。這個(gè)諧振電路的電壓是正弦波,而Is接近矩形波。
以上兩種電路,由于開關(guān)切換時(shí),電流、電壓重疊區(qū)很小,所以切換功率也很小。
以上開關(guān)電源是半波的,當(dāng)然也可以設(shè)計(jì)成全波的。所以又有半波諧振開關(guān)和全波諧振開關(guān)的區(qū)分。
§2-3-3.諧振開關(guān)的動(dòng)態(tài)過程分析
實(shí)際上,諧振開關(guān)中的所謂“諧振”并不是真正理論上的諧振,而是L、C電路在送電瞬間產(chǎn)生的一個(gè)阻尼振蕩過程。下面,我們對(duì)這個(gè)過程做一些分析,以了解諧振開關(guān)的工作原理。
一、零電流開關(guān)
實(shí)際的零電流開關(guān)諧振部分拓補(bǔ)又分L型和M型。如下面兩組圖形所示:
S
L1
C1
VD1
S
L1
C1
VD1
S
L1
C1
圖2-14:L型零電流諧振開關(guān)(中半波,右全波)
S
L1
C1
S
L1
C1
VD1
S
L1
C1
VD1
圖2-15:M型零電流諧振開關(guān)(中半波,右全波)
這里的L1用于限制di/dt,C1用于傳輸能量,在開關(guān)導(dǎo)通時(shí),構(gòu)成串聯(lián)諧振。用零電流開關(guān)替代PWM電路的半導(dǎo)體開關(guān),可以組成諧振式變換器電路。按照Buck電路的拓補(bǔ)結(jié)果,可以得到如下電路:
Vi
VD2
VD1
L1
L2
C2
RL
S
C1
V0
i1
圖2-16:Buck型準(zhǔn)諧振ZCS變換器(L型)
Vi
VD2
VD1
L1
L2
C2
RL
S
C1
V0
圖2-17:Buck型準(zhǔn)諧振ZCS變換器(M型)
這里,我們分析一下L型電路的工作過程。
假定這是一個(gè)理想器件組成的電源。L2遠(yuǎn)大于L1,從L2左側(cè)看,可以認(rèn)為流過L2、C2、RL的輸出電流是一個(gè)恒流源,電流I0。諧振角頻率:
ω0=1/√L1C1 。
特性阻抗:
Z0 =√L1/C1)。
動(dòng)態(tài)過程如下:
1.線性階段(t0-t1):
在S導(dǎo)通前,VD2處于續(xù)流階段。此時(shí)VVD2=VC1=0。S導(dǎo)通時(shí),L1電流由0開始上升,由于續(xù)流沒有結(jié)束,此時(shí)初始VL1=Vi。
由VL1=Vi=L1di/dt,且L1初始電流為0,有:
i1=Vi(t-t0)/L1----------------------------------式1
到t1時(shí)刻,達(dá)到負(fù)載電流I0,因此:
此階段持續(xù)時(shí)間:
T1=t1-t0=L1I0/Vi
由式1,可以看出,此階段i1是時(shí)間的線性函數(shù)。
2.諧振階段(t1-t2):
在電流i1上升期間,當(dāng)i1小于I0時(shí),由于i1無法供應(yīng)恒流I0,續(xù)流過程將維持。當(dāng)i1=I0時(shí),將以i1-I0對(duì)C1充電,VD2開始承受正壓,VD2電流下降并截止。L1、C1開始串聯(lián)諧振,i1 因諧振繼續(xù)上升。
iC1=C1dVC1/dt=i1-I0
VL1=L1di1/dt=Vi-VC1
因而:
i1=I0+ iC1=I0+Vi/Z0*sinω0 (t-t1)------------------式2
其中,iC1為諧振電流。
VC1=Vi-VL1= Vi -Vicosω0 (t-t1)= Vi [1-icosω0 (t-t1)]--式3
諧振到ta時(shí)刻,諧振電流歸零。如為半波開關(guān),則開關(guān)自行關(guān)斷;如果是全波開關(guān),開關(guān)關(guān)斷后,將通過VD1進(jìn)行阻尼振蕩,將電容能量饋送回電源,到時(shí)刻tb電流第二次為0。本階段結(jié)束,這時(shí)的時(shí)刻為t2。
VC1在i1諧振半個(gè)周期,i1=I0時(shí),達(dá)最大值。i1第一次過零(ta)時(shí),S斷開。如為半波開關(guān),則諧振階段結(jié)束。如為全波開關(guān),C1經(jīng)半個(gè)周期的阻尼振蕩到電流為0(tb)時(shí),將放電到一個(gè)較小值。
從式2、3,可以看出諧振階段ta前,i1、VC1是時(shí)間的正弦函數(shù);如為全波開關(guān),還有一段時(shí)間的阻尼振蕩波。
3.恢復(fù)階段(t2-t3):
由于VC1滯后1/4個(gè)諧振周期,因而在t2后,因L2的作用還將繼續(xù)向負(fù)載放電,直至VC1=0。這階段,如考慮電流方向性:
I0=-C1dVC1/dt
故:VC1= VC1(t2)-I0(t-t2)/C1------------------------------------式4
因此,這個(gè)階段的VC1是時(shí)間的線性函數(shù),電壓從VC1(t2)逐步下降到零。如為半波開關(guān),則開關(guān)分壓也將線性上升到輸入電源值。
4.續(xù)流階段(t3-t4):
當(dāng)電容放電到零后,VD2因反壓消失而導(dǎo)通,對(duì)L2及負(fù)載進(jìn)行續(xù)流,以保持電流I0連續(xù)。
此時(shí),我們可以根據(jù)電路的要求,選擇在適當(dāng)時(shí)間再次開通S,重新開始線性階段。
t
t
t
t
t
t
t
t
S
iL
VS
VC1
ON
ON
S
iL
VS
VC1
t0
t1
t3
t4
t0
t1
t3
t4
t2
t2
根據(jù)以上導(dǎo)出的各公式,可以得到如下的波形圖:
I0
圖2-18:半波ZCS開關(guān)波形 全波ZCS開關(guān)波形
從以上分析可以看出,ZCS諧振開關(guān)變換器的開關(guān)管總是在電流為0時(shí)進(jìn)行切換。
實(shí)際情況與理想分析有所不同,VC1將有所超前。
M型電路分析方法類似,不再贅述。
二、零電壓開關(guān)
ZCS在S導(dǎo)通時(shí)諧振,而ZVS則在S截止時(shí)諧振,二者形成對(duì)偶關(guān)系。分析過程大體類似,此處從略。
綜合以上分析過程,我們可以看出,該拓補(bǔ)諧振結(jié)構(gòu)只能實(shí)現(xiàn)PFM調(diào)節(jié),而無法實(shí)現(xiàn)PWM。原因是脈沖寬度僅受諧振參數(shù)控制。要實(shí)現(xiàn)PWM,還需要增加輔助開關(guān)管。這在本節(jié)“四、軟開關(guān)技術(shù)及常見拓補(bǔ)簡(jiǎn)介”中將予以介紹。
§2-3-4.軟開關(guān)技術(shù)及常見軟開關(guān)拓補(bǔ)簡(jiǎn)介
軟開關(guān)技術(shù)實(shí)際上是利用電容與電感的諧振,使開關(guān)器件中的電流或電壓按正弦或準(zhǔn)正弦規(guī)律變化。當(dāng)電流過零時(shí),使器件關(guān)斷,當(dāng)電壓過零時(shí),使器件開通,實(shí)現(xiàn)開關(guān)的近似零損耗。同時(shí),有助于提高頻率,提高開關(guān)的容量,減小噪聲。
相對(duì)于軟開關(guān),普通開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換器也叫硬開關(guān)。
按控制方式,軟開關(guān)可以分為:脈沖寬度脈沖頻率調(diào)制式(PFM)、脈沖頻率調(diào)制式(PWM)、脈沖移相式(PS)三種。
一、PWM變換器
PWM控制方式是指在開關(guān)管工作頻率恒定的前期下,通過調(diào)節(jié)脈沖寬度的方法來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定輸出。這是應(yīng)用最多的方式,適用于中小功率的開關(guān)電源。
1.零電流開關(guān)PWM變換器
VDS
I0
ILR
LR
S1
LL
VD1
Uin
S2
R0
CS
VD
CR
圖2-19:Buck型ZCS-PWM變換器
上圖是增加輔助開關(guān)控制的Buck型零電流開關(guān)變換器。其工作過程與前面過程略有差異:
1)線性階段(S1、S2導(dǎo)通):開始時(shí),在LR作用下,S1零電流導(dǎo)通。隨后,因Uin作用,ILR線性上升,并到達(dá)ILR=Io。
2)正向諧振階段(S1、S2導(dǎo)通-關(guān)斷):當(dāng)ILR=Io時(shí),因CR開始產(chǎn)生電壓,VD在零電流下自然關(guān)斷。之后,LR與CR開始諧振,經(jīng)過半個(gè)諧振周期,ILR再次諧振到Io,UCR上升到最大值,而ICR 為零,S2關(guān)斷,UCR和ILR將被保持,無法繼續(xù)諧振。
3)保持階段(S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷):此狀態(tài)保持時(shí)間由PWM電路要求而定,保持期間,Uin正常向負(fù)載以I0供電。
4)反向諧振階段(S1導(dǎo)通-關(guān)斷、S2導(dǎo)通):當(dāng)需要關(guān)斷S1時(shí),可以控制重新打開S2,此時(shí)在LR作用下,S2電流為0。諧振再次開始,當(dāng)ILR反向諧振到0時(shí), S1可在零電流零電壓下完成關(guān)斷。
5)恢復(fù)階段(S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通):此后,UCR 在Io作用下,衰減到0。
6)續(xù)流階段(S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通-關(guān)斷):UCR衰減到0后,VD自然導(dǎo)通開始續(xù)流。由于VD的短路作用,S2可在此后至下一周期到來前以零壓零電流方式完成關(guān)斷。
可見,S1在前四個(gè)階段(線性、諧振、保持)均導(dǎo)通,恢復(fù)及續(xù)流時(shí)關(guān)斷。S2的作用主要是隔斷諧振產(chǎn)生保持階段。S1、S2的有效控制產(chǎn)生了PWM的效果,并利用諧振實(shí)現(xiàn)了自身的軟開關(guān)。
該電路的開關(guān)管及二極管均在零電壓或零電流條件下通斷,主開關(guān)電壓應(yīng)力低,但電流應(yīng)力大(諧振作用)。續(xù)流二極管電壓應(yīng)力大,而且諧振電感在主通路上,因而負(fù)載、輸入等將影響ZCS工作狀態(tài)。
2.零電壓開關(guān)PWM變換器
Uos
CR
VD1
VD4
LL
CS
R0
S1
S2
LR
I0
VD2
VD3
圖2-20:Boost型ZVS-PWM變換器
上面是Boost型零電壓諧振變換器。在每次S1導(dǎo)通前,首先輔助開關(guān)管S2導(dǎo)通,使諧振電路起振。S1兩端電壓諧振為0后,開通S1。S1導(dǎo)通后,迅速關(guān)斷S2,使諧振停止。此時(shí),電路以常規(guī)PWM方式運(yùn)行。同樣,我們可以利用諧振再次關(guān)斷S1,CR使得主開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零關(guān)斷。S1、S2的配合控制,實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)下的PWM調(diào)節(jié)。
該電路實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)管的零壓導(dǎo)通,且保持恒頻率運(yùn)行。在較寬的輸入電壓和負(fù)載電流范圍內(nèi),可以滿足ZVS條件二極管零電流關(guān)斷。期缺點(diǎn)是輔助開關(guān)管不在軟件開關(guān)條件下運(yùn)行,但和主開關(guān)管相比,它只處理少量的諧振能量。
3.有源鉗位的零電壓開關(guān)PWM變換器
下圖為有源鉗位的ZVS開關(guān)PWM變換器,這是個(gè)隔離型降壓變換器。其中,LR為變壓器的漏電感,LM是變壓器的激磁電感。CR為S1、S2的結(jié)電容。這個(gè)電路巧妙地利用電路的寄生LR、CR產(chǎn)生諧振而達(dá)到ZVS條件。同時(shí),CR有電壓鉗位作用,防止S1在關(guān)斷時(shí)過壓。
這里的輔助開關(guān)S2同樣是通過控制諧振時(shí)刻,來配合S1進(jìn)行軟開關(guān)。該電路具體工作過程從略。
Uos
LM
CC
R0
S2
CS
LR
S1
CR
圖2-21:有源鉗位ZVS-PWM正激變換器
(這個(gè)開關(guān)的課堂講解略)。
二、PFM變換器
PFM是指通過調(diào)節(jié)脈沖頻率(開關(guān)管的工作頻率)來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出的。它控制電路相對(duì)簡(jiǎn)單,但由于它工作頻率不穩(wěn)定,因此一般用于負(fù)載及輸入電壓相對(duì)穩(wěn)定的場(chǎng)合。
R0
I0
Uos
CR
VD
VDS
LR
L1
C1
S1
1.Buck零電流開關(guān)變換器
圖2-22:Buck型ZCS準(zhǔn)諧振變換器
該電路就是前面動(dòng)態(tài)過程分析講的典型ZCS降壓型拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)。我們可利用諧振電流過零來實(shí)現(xiàn)S1通斷,脈寬事實(shí)上受諧振電路參數(shù)控制,但我們可以控制S1開通時(shí)刻(即頻率)來實(shí)現(xiàn)PFM。
2.Buck零電壓開關(guān)變換器
Uin
CR
VD
VDS
LR
CR
R0
S
CS
I0
圖2-23:Buck型ZVS準(zhǔn)諧振變換器
這個(gè)電路是一個(gè)Buck型電路結(jié)構(gòu)它利用。它直接利用輸出電感作為諧振電感,和CR產(chǎn)生諧振。過程是:
1)線性階段(S導(dǎo)通):S導(dǎo)通時(shí),輸入電壓Uin將對(duì)CR充電,并提供輸出恒流I0。開始時(shí),由于續(xù)流過程沒有結(jié)束,VD將維持一段時(shí)間向LR提供電流。
2)諧振階段1(S導(dǎo)通-關(guān)斷):隨著CR電壓的上升,VD逐步承受反壓關(guān)斷。LR、CR開始諧振,輸入電源既要提供負(fù)載恒定電流,又要提供諧振電流。由于電源鉗位作用,VD無法恢復(fù)續(xù)流。諧振中,可以選擇某一時(shí)刻關(guān)斷S,關(guān)斷時(shí)兩端電壓為0。
3)諧振階段2(S關(guān)斷):此后,LR、CR、CS共同諧振。當(dāng)CR電壓諧振到過零時(shí),VD重新導(dǎo)通續(xù)流。
4)諧振階段3(S關(guān)斷-導(dǎo)通):續(xù)流期間,LR、CS繼續(xù)諧振。當(dāng)CS電壓過零時(shí),可以重新開通S。
這個(gè)電路是利用S的關(guān)斷時(shí)刻來達(dá)到PFM調(diào)節(jié)的。
三、PS軟開關(guān)變換器
脈沖移相軟開關(guān)變換器用于橋式變換器。橋式變換器必須是在對(duì)角開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通時(shí),才輸出功率。我們可以通過調(diào)整對(duì)角開關(guān)管的重合角度,來達(dá)到調(diào)節(jié)電壓的目的。在中、大功率電源中,經(jīng)常使用這種變換器。
1.移相全橋零電壓零電流變換器
下圖是移相式PS-FB-ZVZCS-PWM(移相-全橋-零電壓零電流-脈寬調(diào)制)變換器電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)圖。
C1C、C2C是開關(guān)管結(jié)電容或并聯(lián)電容,LR為變壓器的漏電感,LS為串聯(lián)的飽和電感,Cb為阻斷電容。VD1-VD4用做續(xù)流二極管。
原理簡(jiǎn)述:這是一個(gè)全波橋軟開關(guān)變換器,我們可以讓S3、S4在移相時(shí)滯后,則我們把S1、S2稱為超前橋臂,S3、S4稱為滯后橋臂。S1、S2可以在LR、LS、C1C、C2C、副邊耦合電感等的諧振作用下,實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。在電流過零時(shí),由于阻斷電容、飽和電感作用,使得零電流有一定保持時(shí)間,在此期間,S3、S4實(shí)現(xiàn)零開關(guān)。
如果把LS、Cb去掉,在S3、S4兩端并聯(lián)兩個(gè)諧振電容,就構(gòu)成了移相全橋零電壓變換器。
Uos
R0
S1
S2
S3
S4
C1C
C2C
VD1
VD2
VD3
VD4
Cb
LS
LR
Lr
Cr
圖2-24:移相全橋零電壓零電流變換器
2.不對(duì)稱移相全橋零電壓零電流變換器
下圖中,超前臂外接了旁路電容和反并二極管,而滯后臂則沒有。所以稱為不對(duì)稱移相全橋變換器。這個(gè)電路同樣是通過諧振在零壓時(shí)開關(guān)S1、S3,而在零電流開關(guān)S2、S4。
這個(gè)電路和對(duì)稱全橋的區(qū)別是,對(duì)稱全橋由于滯后橋臂有續(xù)流二極管和電容,因此在電流過零后,將形成反向流通渠道,因此要有比較大的電感來維持電流過零的時(shí)間,以完成對(duì)滯后橋臂的開關(guān)。而不對(duì)稱全橋則因?yàn)闇髽虮蹧]有了通路,因此過零后能保持在零電流,以便完成滯后臂的開關(guān)。
同時(shí),由于對(duì)稱全橋電路原邊串聯(lián)了比較大的電感,因而電源效率會(huì)有一定損失。而不對(duì)稱電路可以不串較大電感,所以損耗降低,電源效率得以提高。
下面是該電路的工作過程要點(diǎn)分析如下:
Vi
R0
S1
S3
S2
S4
C1
C2
VD1
VD2
LK
L0
C0
C3
SC
CC
圖2-25:不對(duì)稱移相全橋零電壓零電流變換器
1) 先看對(duì)角導(dǎo)通,如S1、S4開通時(shí),原邊能量正常向副邊傳輸,C2、Cc充電。
2) 當(dāng)S1關(guān)斷時(shí),C1充電,C2放電,原邊電流方向不變。由于C1上升是漸進(jìn)的,所以S1屬于零壓關(guān)斷。
3) 當(dāng)C2放電過零,VD2開始反向?qū)〞r(shí),可以控制S3導(dǎo)通,因此S3為零壓導(dǎo)通。
4) S3導(dǎo)通上升沿觸發(fā)一單穩(wěn)態(tài)脈沖,控制輔管Sc導(dǎo)通。此時(shí),Cc電壓被瞬間接到變壓器副邊。從而在原邊產(chǎn)生一瞬間高壓,此較高電壓將加快原邊電流迅速?gòu)?fù)位歸零。
5) 當(dāng)電流回零后,輔管關(guān)斷。此時(shí)副邊又被鉗制在近似短路的低電壓,原邊電壓也迅速降低。使得C3電壓反向加到S4上,促使S4在零電流下關(guān)斷。
6) 此時(shí),在Lk作用下,同時(shí)可以零電流開通S2。電流換向成功,進(jìn)入下半個(gè)周期。
7) 副邊在原邊換向的同時(shí),也完成換向,且由于Cc的存在,抑制了整流管的反向尖峰電壓。
第四節(jié):其它軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用及發(fā)展概況
其實(shí),為了提高對(duì)輸入電壓、負(fù)載變化的適應(yīng)能力,降低開關(guān)管電壓、電流應(yīng)力,減少開關(guān)損耗等目的,其它改進(jìn)型的軟開關(guān)類型還有很多,也有許多問題需要討論,遠(yuǎn)遠(yuǎn)不是這些篇幅所能探討的。這里只簡(jiǎn)單瀏覽相關(guān)典型軟開關(guān)電路,感興趣者可查閱相關(guān)專業(yè)資料。
一. 半橋不對(duì)稱PWM變換器
與全橋變換器不同,在合適的控制方案下,半橋電路也可以組成不對(duì)稱ZVS變換器,但無法構(gòu)成ZVZCS電路。它可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零壓切換,且在寬負(fù)載和輸入電壓范圍實(shí)現(xiàn)恒頻PWM調(diào)節(jié)。
二. 有源與無源軟開關(guān)
一般的軟開關(guān),分為有源和無源兩種。傳統(tǒng)的軟開關(guān)要附加有源器件(如開關(guān))及控制電路,近幾年逐步開始開發(fā)無源軟開關(guān),從而促進(jìn)了電路的簡(jiǎn)化和開關(guān)電源的成本降低。
這項(xiàng)技術(shù)的關(guān)鍵是用簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)dv/dt、di/dt的降低,從而有效地完成ZVS、ZCS控制,以消除電路中的有源部分。
三. DC/DC變換器
DC/DC變換器實(shí)際上就是前面講到的各類變換器。只是去掉開關(guān)電源的輸入電路及部分輸出整流器件,形成簡(jiǎn)單的DC/DC轉(zhuǎn)換模塊。這類器件目前取得了較大范圍的應(yīng)用,使得用戶可以簡(jiǎn)單地構(gòu)件自己的電源系統(tǒng)。
這種器件的研發(fā),成為開關(guān)電源的一個(gè)重要分支。
四. 軟開關(guān)逆變器
借用軟開關(guān)的概念,在全橋電路上適當(dāng)改進(jìn),可以構(gòu)成軟開關(guān)全橋有源逆變器電路。所以,軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用不僅僅限于開關(guān)電源本身,其它類似功率變換電路也可以借用這個(gè)技術(shù),而實(shí)現(xiàn)功率器件的軟開關(guān),從而降低損耗,提高效率。典型的如變頻器、電機(jī)保護(hù)器。
五. 三電平電路
在大功率高電壓變換電路中,管子的電壓應(yīng)力必須盡量降低。因此,研發(fā)了所謂三電平電路。通過增加“變換電感”和電容器件,達(dá)到降低電壓應(yīng)力的目的。這個(gè)方案可以使開關(guān)管電壓應(yīng)力降低到輸入直流電壓的一半。
六. 其它電路及發(fā)展方向
變換器電路實(shí)際還有很多問題需要討論,我們?cè)谟邢薜臅r(shí)間內(nèi)不可能完全涉及。
變換器目前的發(fā)展大體有如下兩個(gè)主要趨勢(shì):
1、 朝高功率密度、大電流發(fā)展。以滿足高功率電源需要。
2、 朝低壓發(fā)展,以滿足低損耗系統(tǒng)的需要。目前在1VDC電源方向展開了一系列研究。
第三部分:不二越開關(guān)電源
第一節(jié):不二越開關(guān)電源集成控制芯片
目前,集成開關(guān)電源控制芯片技術(shù)已經(jīng)十分成熟,為開關(guān)電源的制造帶來極大便利,并促進(jìn)了成本的下降。
這類芯片含有:MOS智能開關(guān)、電源管理電路、半橋或全橋逆變器、PWM專用SPIC、線性集成穩(wěn)壓器、開關(guān)集成穩(wěn)壓器等。
不二越電源使用的電源控制芯片是:M51995AFP。下面我們介紹這種芯片。
§3-1-1.芯片管腳排列及說明
這個(gè)芯片是M51995AP的擴(kuò)展。
M51995AP的管腳排列見圖19,各引腳定義如下:
圖3-1:M51995AP管腳排列圖
COLLECTOR:圖騰柱輸出集電極
Vout:圖騰柱輸出
EMITTER:圖騰柱輸出發(fā)射極
VF:VF控制端
ON/OFF:工作使能端
OVP:過壓保護(hù)端
DET:檢測(cè)端
F/B:電壓反饋端
T-ON:計(jì)時(shí)電阻ON端
CF:計(jì)時(shí)電容端
T-OFF:計(jì)時(shí)電阻OFF端
CT:斷續(xù)方式工作檢測(cè)電容端
GND:芯片地
CLM-:負(fù)壓過流檢測(cè)端
CLM+:正壓過流檢測(cè)端
圖3-2:M51995APF管腳排列圖
可以看出,除了5、6、15、16四個(gè)腳提供兩對(duì)熱沉控制端以外,其余都是相同的。
§3-1-2.芯片基本特性:
一、芯片特性:
M51995A是MITSUBISHI公司推出的專門為AC/DC變換而設(shè)計(jì)的離線式開關(guān)電源初級(jí)PWM控制芯片。該芯片內(nèi)置大容量圖騰柱電路,可以直接驅(qū)動(dòng)MOSFET。M51995A不僅具有高頻振蕩和快速輸出能力,而且具有快速響應(yīng)的電流限制功能。它的另一大特點(diǎn)是過流時(shí)采用斷續(xù)方式工作,具備過流及短路保護(hù)功能。
芯片的主要特征如下:
500kHz工作頻率;
輸出電流達(dá)2A,輸出上升時(shí)間60μs,下降時(shí)間40μs;
起動(dòng)電流小,典型值為90μA;
起動(dòng)和關(guān)閉電壓間壓差大:起動(dòng)電壓為16V,關(guān)閉電壓為10V;
改進(jìn)圖騰柱輸出方法,穿透電流小;
過流保護(hù)采用斷續(xù)方式工作;
用逐脈沖方法快速限制電流;
具備欠壓、過壓鎖存電路。
二、推薦使用條件:
電源:12-36V。
工作頻率:小于500KHz。
振蕩頻率設(shè)置電阻:Ron:10-75K,Roff:2-30K。
三、特性圖及簡(jiǎn)介:
這里,有選擇地介紹該器件的主要特性。
圖3-3:功率/溫度曲線 圖3-4:Icc/Vcc曲線(正常工作)
1.功率/溫度特性:
它由功率上限、溫度上限、及負(fù)溫度特性的斜線組成。低溫區(qū)(25度以下),主要受最大功耗限制,高溫區(qū)(85度以上)受最高允許溫度限制。25-85度區(qū)域,呈負(fù)溫度特性。芯片使用應(yīng)控制在這個(gè)范圍內(nèi)。
2.Icc/Vcc特性:
Icc、Vcc指電源電流、電壓的關(guān)系。該特性具有滯回特性,即開啟電壓比關(guān)閉電壓高。前者為16V,后者為10V。而且,頻率越高,芯片電流相對(duì)越大。
圖3-5:振蕩頻率/溫度曲線 圖3-6:占空比/溫度曲線
3.振蕩頻率/溫度特性
該芯片內(nèi)置了一個(gè)振蕩元件需要外接的振蕩電路, 該電路頻率將隨溫度變化而呈現(xiàn)負(fù)溫度特性。
4.占空比/溫度特性
占空比隨溫度變化不大,略成負(fù)溫度特性。
實(shí)際上,溫度會(huì)影響很多器件的特性,對(duì)精密電路,這種影響是必須考慮的。
圖3-7:輸出高電平/拉電流曲線 圖3-8:輸出低電平/灌電流曲線
5.輸出高電平/拉電流特性
這是芯片工作在灌電流/低電平狀態(tài)的特性。該器件額定電流為2A。
6.輸出低電平/灌電流特性
這是芯片工作在拉電流/高電平狀態(tài)的特性。
圖3-9:占空比/F/B輸入電流曲線
7.占空比/F/B輸入電流特性
這個(gè)特性反應(yīng)了電源反饋電流和占空比的關(guān)系。在小電流區(qū),占空比基本不受反饋電流的影響,但在0.5mA以上,二者呈線性關(guān)系。反饋信號(hào)越強(qiáng),占空比越低。利用這個(gè)特性,可以有效地實(shí)現(xiàn)反饋調(diào)節(jié)過程。
§3-1-3.芯片工作原理分析
一.芯片原理圖:
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