【074】4CDCD開關電源設計(開題報告+論文+文獻綜述),074,cdcd,開關電源,設計,開題,報告,講演,呈文,論文,文獻,綜述
摘 要
本設計是DC/DC直流開關電源設計,首先將開關電源與線性電源進行對比，總結(jié)了開關電源的優(yōu)點,并對其當前的發(fā)展以及在發(fā)展中存在的問題進行了描述，然后在對開關電源的整體結(jié)構進行了介紹的基礎上，對開關電源的主回路和控制回路進行設計：在主回路中整流電路采用單相橋式、功率轉(zhuǎn)換電路采用單端正激功率轉(zhuǎn)換電路、采用增加副邊繞組的方法實現(xiàn)多路輸出，其中功率轉(zhuǎn)換電路（DC/DC變換器）是開關電源的核心部分，對此部分進行了重點設計；控制電路采用PWM控制，控制器采用開關電源集成控制器GW1524、設計了過壓保護電路、電壓檢測電路和電流檢測電路，對各個部分的參數(shù)進行了計算并進行了元器件的選型。
【關鍵詞】DC/DC變換器、PWM控制、整流、濾波。
Abstract
In this paper,I designed a switch power supply system with three outputs: Compare the switch power with linear power at first , has summarized the advantage of the switch power ,have described its present development and there are natural questions in development. On the basis of the thing that the whole structure to the switch power has made an introduction, to the main return circuit and controlling the return circuit to design of the switch power: The rectification circuit adopts the single-phase bridge type in the main return circuit, the power changes the circuit and adopts and defies the power to change the circuit , realize by increasing the winding of one pair of sides single and well that many ways are exported, it is a key part of the switch power supply that the power changes circuit (DC/DC transformer ), have designed this part especially ; The control circuit adopts PWM to control, the controller adopts the switch power integrated controller GW1524, design the circuit to measure voltage and the circuit to el measure ectric current, selecting type of calculating and carrying on the components and parts the parameter of each part.
Keyword ：DC/DC transformer , PWM control , rectification , straining waves.
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目 錄
1 概述 1
1.1開關電源的基本原理 1
1.2開關電源與線性電源的比較 2
1.3開關電源的發(fā)展與應用 2
1.4 開關電源當前存在的問題 3
2 整流電路的設計 5
2.1整流電路的選擇 5
2.1.1單相半波整流電路 6
2.1.2單相橋式整流電路 7
2.2 防止電流沖擊的設計 7
2.3 參數(shù)計算以及元器件的選型 8
2.3.1整流管參數(shù)計算 9
2.3.2 變壓器參數(shù) 9
2.3.3 電容參數(shù)計算 10
3 DC/DC變換器的設計 11
3.1控制方式的選擇 11
3.2 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇 12
3.2.1 推挽式功率轉(zhuǎn)換電路 12
3.2.2 全橋式功率轉(zhuǎn)換電路 13
3.2.3 半橋式功率轉(zhuǎn)換電路 13
3.2.4 正向激勵功率轉(zhuǎn)換電路 14
3.2.5 反向激勵功率轉(zhuǎn)換電路 15
3.3單端正激變換器的設計 15
3.3.1工作原理 16
3.3.2能量再生線圈P2的工作原理 17
3.3.3 多路輸出的設計 17
3.3.4 變壓器設計 17
3.3.5電感的參數(shù)計算 19
3.3.6 二極管和電容器的選擇 21
3.3.7 開關管的選擇 21
4 控制電路的設計 23
4.1控制模式的選擇 23
4.1.1電壓模式控制 23
4.1.2平均電流模式控制 24
4.1.3 峰值電流模式控制 25
4.1.4滯環(huán)電流模式控制 26
4.1.5相加模式控制 27
4.2 開關電源集成控制器 27
4.2.1 GWl524的特點 28
4.2.2 1524 的極限使用值和主要電性能 28
4.2.3 GW1524的內(nèi)部結(jié)構 28
4.2.4 GW1524工作過程 31
4.3電壓檢測電路 32
4.4電流檢測電路 33
4.4.1電阻檢測 33
4.4.2電流互感器檢測 34
4.5 啟動和集成電路供電電路設計 35
4.6 保護電路的設計 36
5 結(jié)論及設想 38
致謝 39
參考文獻 40
附錄1：開關電源原理圖 41
附錄2：元器件清單 42
1 概述
電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。
1.1開關電源的基本原理
開關電源就是采用功率半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開關電源的基本構成如圖1-1所示，DC-DC變換器是進行功率變換的器件，是開關電源的核心部件，此外還有啟動電路、過流與過壓保護電路、噪聲濾波器等組成部分。反饋回路檢測其輸出電壓，并與基準電壓比較，其誤差通過誤差放大器進行放大，控制脈寬調(diào)制電路，再經(jīng)過驅(qū)動電路控制半導體開關的通斷時間，從而調(diào)整輸出電壓。其結(jié)構圖如圖1-1所示。
DC/DC變換器
V1 V0
取樣
比較
放大
參考
電壓
PWM
驅(qū)動器
圖1-1 開關電源結(jié)構圖
1.2開關電源與線性電源的比較
線性電源的原理圖如圖1-2所示：是先將交流電經(jīng)過變壓器變壓，再經(jīng)過整流電路整流濾波得到未穩(wěn)定的直流電壓，要達到高精度的直流電壓，必須經(jīng)過電壓反饋調(diào)整輸出電壓。它的缺點是需要龐大而笨重的變壓器，所需的濾波電容的體積和重量也相當大，而且電壓反饋電路是工作在線性狀態(tài)，調(diào)整管上有一定的電壓降，在輸出較大工作電流時，致使調(diào)整管的功耗太大，轉(zhuǎn)換效率低，還要安裝很大的散熱片。這種電源不適合計算機等設備的需要，將逐步被開關電源所取代。
圖1-2 線性電源的原理圖
開關電源的原理圖如圖1-3所示：是將交流電先整流成直流電，在將直流逆變成交流電，在整流輸出成所需要的直流電壓。
圖1-3 開關電源的原理圖
開關電源和線性電源相比，具有以下優(yōu)點：體積小、重量輕（體積和重量只有線性電源的30%）、效率高（一般為70%而線性電源只有40%）、自身抗干擾性強、輸出電壓范圍寬、模塊化等優(yōu)點。但也存在一些缺點：由于逆變電路中會產(chǎn)生高頻電壓，對周圍設備有一定的干擾，需要良好的屏蔽及接地。
1.3開關電源的發(fā)展與應用
當前,開關電源新技術產(chǎn)品正在向以下“四化”的方向發(fā)展:應用技術的高頻化;硬件結(jié)構的模塊化;軟件控制的數(shù)字化;產(chǎn)品性能的綠色化。由此,新一代開關電源產(chǎn)品的技術含量大大提高,使之更加可靠、成熟、經(jīng)濟、實用。
開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產(chǎn)品的小型化、輕便化。
近年,有些公司把開關器件的驅(qū)動保護電路也裝到功率模塊中去,構成了“智能化”功率模塊(IPM),這樣縮小了整機的體積,方便了整機設計和制造。為了提高系統(tǒng)的可靠性,有些制造商開發(fā)了“用戶專用”功率模塊(ASPM),它把一臺整機的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個模塊中,使元器件間不再有傳統(tǒng)的引線相連,這樣的模塊經(jīng)過嚴格、合理的、熱、電、機械方面的設計,達到優(yōu)化完善的境地。
開關電源是一種采用開關方式控制的直流穩(wěn)定電源,它以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備,是當今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。而當我們把開關電源的研究擴大到可調(diào)高電壓、大電流時,以及將研究新技術應用于DC/AC變換器,即開拓了大功率應用領域,又使開關電源的應用范圍擴大到了從發(fā)電廠設備至家用電器的所有應用電力、電子技術的電氣工程領域。作為節(jié)能、節(jié)材、自動化、智能化、機電一體化的基礎的開關電源,它的產(chǎn)品展現(xiàn)了廣闊的市場前景。例如,發(fā)電廠的貯能發(fā)電設備、直流輸電系統(tǒng)、動態(tài)無功補償、機車牽引、交直流電機傳動、不停電電源、汽車電子化、開關電源、中高頻感應加熱設備以及電視、通訊、辦公自動化設備等。
1.4 開關電源當前存在的問題
當我們對該技術進行深入研究后卻發(fā)現(xiàn)它仍然存在著一些問題需要解決，而且有的問題還帶有全局性：采用定頻調(diào)寬的控制方式來設計電源，都以輸出功率最大時所需的續(xù)流時間為依據(jù)來預留開關截止時間的，則負載所需的功率小于電源的最大輸出功率時就必然造成了工作電流的不連續(xù)；“反峰電壓”是開關導通期間存入高頻變壓器的勵磁能量在開關關斷時的一種表現(xiàn)，而勵磁能量只能在、也必須在開關關斷后的截止期間處理掉，既能高效處理勵磁能量又能有效限制反峰電壓的辦法是存在的，那就是要及時地為勵磁能量提供一個“低阻抗通道”，并且為勵磁能量的通過提供一段時間，但 “單調(diào)”控制方法不具備這一條件；高頻變壓器的磁通復位問題；傳統(tǒng)的電流取樣方法是在功率回路中串聯(lián)電阻，效率不高，這個問題向來是電源技術，尤其是以小體積、高功率密度見長的開關電源技術發(fā)展的“瓶頸”；高頻開關電源的并聯(lián)同步輸出問題。
以上的問題看似彼此獨立，其實它們之間存在著一定的關聯(lián)性解決這些問題，也許還是一條艱難而漫長的路。
2 整流電路的設計
整流是將交流電變成脈動直流電的過程。電源變壓器輸出的交流電經(jīng)整流電路得到一個大小變化但方向不變的脈動直流電。整流電路是由具有單向?qū)щ娦缘脑缍O管、晶間管等整流元件組成的。
2.1整流電路的選擇
單相整流電路有兩種：電容輸入型電路和扼流圈輸入型電路
電容輸入型的基本電路如圖2-1：（a）為半波整流電路（b）為中間抽頭的全波整流電路（c）橋式整流電路（d）倍壓整流電路。
圖2-1 電容輸入型的基本電路
圖2-2為扼流圈輸入型基本電路，用于負載電流I0較大的電路，扼流圈L的作用是抑制尖峰電流。
兩種基本電路的比較如下：(1)開關電源多采用脈寬調(diào)制方式，空載時開關晶體管的導通時間非常短。其導通時間隨開關電源的設計方法不同而異，也有采用控制開關晶體管電路的延時進行的間歇開關工作，這時，若采用扼流圈輸入型整流電路，接近空載時，扼流固變?yōu)榕R界值，逆流電路由扼梳閡輸入型變?yōu)闃I(yè)為電容輸入型。為此，從滿載到空載變動時，整流輸出電壓變動較大，空載時有可能進入間歇開關領域。(2)開關電源的特點是效率高而體積小，若使用扼流圈時，為提高負載調(diào)整率需要接入扼流圈以及阻尼電阻。(3) 扼流圈可能與次級側(cè)濾波回路產(chǎn)生諧振。
因此，開關電源的輸入整流電路采用電容輸入型。
圖2-2 扼流圈輸入型基本電路
2.1.1單相半波整流電路
單相半波整流電路是最簡單的整流電路如圖2-3，僅利用一個二極管來實現(xiàn)整流功能。
單相半波整流電路的輸出電壓平均值為：（為變壓器副邊輸出電壓的有效值）
圖2-3 單相半波整流電路
2.1.2單相橋式整流電路
單相半波整流電路的缺點是只利用了電源的半個周期，輸出電流較小，同時整流電壓的脈動較大。全波整流電路可以克服這些缺點，其中最常用的是單相橋式整流電路，它是由四個二極管接成電橋的形式構成的?？梢钥吹?，四個二極管分為兩組，正負半周輪流導通，但負載上電流方向不變，此即為全波整流。
圖2-4 單相橋式整流電路
單相橋式整流電壓的平均值為：（為變壓器副邊輸出電壓的有效值）,比半波整流輸出電壓高。因此，整流電路選用單相橋式整流電路。
2.2 防止電流沖擊的設計
開關電源輸入大多為電容輸入型，當電源剛接通時，就會有非常大的對電容充電的沖擊電流。例如，線路阻抗若為0.5輸入交流100V電壓，若在其峰值時開關接通，則沖擊電流就達282A 。如此大的沖擊電流可能會損壞輸入保險絲、整流二極管和電容等。防止沖擊電流的最簡單方法是在線路個接入一只電阻。如圖2-5(a)所示，但平常電阻有損耗，這種方法適用小功率開關電源 圖2-5(b)和(c)也是采用電阻。但與電阻并聯(lián)一只開關(繼電器觸點和晶閘管)，電源接通時，開關斷開，電阻防止沖擊電流，正常工作時，與電阻并聯(lián)的開關接通。把電阻短路，減小了電阻損耗。這種方法適用于中等容量的開關電源。圖2-5(d)是采用熱敏電阻的方法、熱敏電阻RH的阻值隨溫度增加而減小，防止了沖擊電流，平時損耗又小。本設計欲采用串熱敏電阻的方法。
圖2-5 防止電流沖擊的方法
本設計的整流電路如圖2-6：
圖2-6 整流電路圖
2.3 參數(shù)計算以及元器件的選型
由于開關電源系統(tǒng)三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A，則輸出功率
如果考慮變壓器的效率80%，則整流電路的輸出功率應為：
則可以設定整流電路輸入電壓，輸出電壓100V、電流1.5A。
2.3.1整流管參數(shù)計算
整流輸出電壓為Vs=100V，則變壓器次級電壓：
考慮到變壓器二次側(cè)及管子的壓降，變壓器二次側(cè)電壓大約需要提高10%，則：
二極管的最大反向電壓：
二極管平均電流：
可選用1N4003/A（代用型號ZCI11B）整流二極管，最高反向工作電壓為200V,額定工作電流為1A。
2.3.2 變壓器參數(shù)
則變壓器變比為：
變壓器二次側(cè)電流有效值：
變壓器的容量為：
如果考慮變壓器的效率η=80%則
2.3.3 電容參數(shù)計算
整流電路負載RL=U0/I0=100V/1.5A=66.7
在工程中，一般取
由于
則
選用、耐壓為150V的極性電解電容。
3 DC/DC變換器的設計
DC/DC變換器進行功率變換，是采用功率半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比來調(diào)整輸出電壓，將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波，它是開關電源的核心部分，開關電源DC/DC變換器有多種電路方式，常有的有工作波形為方波的脈寬調(diào)制（PWM）變換器以及工作波形為正弦波的諧振變換器?；竟ぷ髟砣鐖D3-1所示。
圖3-1 DC/DC變換器的基本原理圖
它是一種控制開關S通/斷時間的比例，用電抗器與電容器蓄積能量的元件。對續(xù)流的波形進行平滑處理，從而更有效地調(diào)整功率流的電路。斬波器的工作方式有兩種，一是脈寬調(diào)制方式TS不變，改變ton（通用），二是頻率調(diào)制方式，ton不變，改變TS（易產(chǎn)生干擾）。DC/DC變換器按輸入輸出的隔離方式分有隔離方式與非隔離方式；按開關的控制方式分有自勵式和它勵式，以及脈寬調(diào)制、脈頻調(diào)制與幅度調(diào)制等多種方式。
3.1控制方式的選擇
對于TRC變換器，有兩種工作方式：一種是保持開關工作周期Ｔ不變，控制開關導通時間Ton沖寬度調(diào)制（PWM）方式，二是保持導通時間Ton，改變開關工作周期T的脈沖頻率調(diào)制方式（PFM）。
脈沖寬度調(diào)制（PWM）變換器就是通過重復通斷開關方式把一種直流電壓（電流）變換為高頻方波電壓（電流），再經(jīng)過整流平滑后變?yōu)榱硪环N直流電壓輸出。
PWM變換器由功率開關管、整流二極管及濾波電路等元件組成。
對PWM變換器，加在開關管S兩端的電壓us通過S的電流is近似為方波，如圖3-3所示
圖3-2 PWM變換器的工作波形
占空比D定義為：
（3－1）
3.2 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇
PWM型穩(wěn)壓電源功率轉(zhuǎn)換電路有挽推、全橋、半橋以及單端反激、單端正激等。
3.2.1 推挽式功率轉(zhuǎn)換電路
控制開關晶體管VT1和VT2的基極，VT1和VT2以PWM方式激勵而交替通晰，將輸入直流電壓變換成高頻方波交流電壓。當VT1導通時，輸入電源電壓VI通過VT1加到高頻變壓器T1的初級繞組Nl，由于T1具有兩個匝數(shù)相等主繞組N1故在VT1導通時，在截止晶體管VT2上將加有兩倍的電源電壓2VI。當基極激勵信號消失時，一對開關晶體管均截止，其集電極施加電壓均均為2VI。當下半個周期，VT2激勵導通，VT1截止，基極激勵信號消失，一對開關晶體管又都均截止，VCE1和VCE2均為VI。下一個周期五復上述過程。在品體管導通過程中，集電極電流除負載電流成分外，還包含有輸出電容器的充電電流和高頻變壓器的勵磁電流，它們均隨導通脈沖寬度的增加而線性上升。在開關的暫態(tài)過程中，由于高頻變壓器次級側(cè)開關整流二極管反向恢復時間內(nèi)所造成的短路以及為了抑制集電極電壓尖峰而設置的RC吸收網(wǎng)絡的作用，當開關管導通時，將會有尖峰沖擊電流；在關斷瞬間，由于高頻變壓器漏感的作用，在集電極會產(chǎn)生電壓尖峰。
推挽式轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓V0＝2NDVI，式中，N為變壓器的匝比，D為晶體管的占空比，其優(yōu)點是：轉(zhuǎn)換效率高；經(jīng)濟實用；變壓器的利用率高；輸入輸出間隔離；晶體管加相同電壓，控制電路直接對其激勵，不需要驅(qū)動變壓器。不足之處是：需要一對開關晶體管；晶體管的耐壓需要是輸入電壓的2倍；直流分量加到變壓器上，使其磁心易飽和。
3.2.2 全橋式功率轉(zhuǎn)換電路
工作原理是：當一組開關晶體管（例如VT1、VT4）)尋通時，截止晶體管(VT2、VT3)上加的電壓即為輸入電壓VI。當所有的晶體管截止時，同臂上的兩只開關晶體管共同承受輸入電壓即VI/2。由高頻變壓器漏感引起的電壓尖峰，當其超過輸入電壓時，反向并接在開關晶體管的集射之間的告訴續(xù)流二極管便導通，集電極電壓被鉗位在輸入電壓上。
由此可見，全橋式電路開關晶體管穩(wěn)態(tài)時其最高加的電壓即為輸入電壓，暫態(tài)過程的尖峰電壓亦被鉗位在VI，比推挽式電路低一半，晶體管可選用耐壓低的元件；而且，鉗位二極管將漏感儲能量饋送給輸入電源，有利于提高效率，并可獲得大功率輸出，可大于750W。缺點是：使用4只開關晶體管，需要4組彼此隔離的基極驅(qū)動電路，電路復雜，元器件多。
3.2.3 半橋式功率轉(zhuǎn)換電路
工作原理簡介如下：當一對開關晶體管管截止時，若電容C01和C02的容量相等而且電路對稱，則電容中點A的電壓為輸入電壓的—半，即為VC01=VC02=VI/2。當VT1被激勵導通時，電容C01將通過VT1，和變壓器T1的初級繞組N1放電，同時，電容C02則通過輸入電源、VT1和VI的初級繞組Nl充電、中點A的電位在充放電過程中將按指數(shù)規(guī)律下降。在VTl導通終了時，VA將下降至VI/2—VI；接著是一對晶體管都截止的期間，此時，VCE1=VC01，VCE2=VC02都接近輸入電源電壓的一半；當VT2激勵導通時，電容C01將被充電，電容C02將放電，中點A電位在VT2導通終了時將增至VI/2+VI，即中點A的電位在開關過程中將在VI/2的電位上以±VI的幅度作指數(shù)變化。
當一個晶體管導通時，截止晶體管上加的電壓約為等于輸入電壓，晶體管由導通轉(zhuǎn)為截止的過程中，漏感引起的尖峰電壓被二極管鉗位，因此，開關管上承受的最高電壓不超過電源電壓。而且，晶體管的數(shù)量只是全橋式的一半，這是其優(yōu)點。但要得全橋和推挽式電路相同的輸出功率，開關晶體管必須流經(jīng)兩倍的電流，因此，一般適宜獲得中等功率輸出。然而半橋式電路具有抗不平衡能力。為此，獲得其廣泛應用。
3.2.4 正向激勵功率轉(zhuǎn)換電路
加在變壓器上電壓是振幅等于輸入電壓VI，寬度為開關導通時間TON沖波形。變壓器次級側(cè)電壓經(jīng)過極管整流變?yōu)橹绷?。正激變換器的優(yōu)點：
(1)正激變換器的銅損較低。因為使用無氣隙的鐵芯，電感值較高，原邊與副邊的峰值電流較小。因此，銅損較小。在多數(shù)情況下，減小程度不足以允許使用小一級尺寸的鐵芯，但會使變壓器的溫度稍為降低一些。
(2)副邊紋波電流明顯衰減。因為，在一定輸出負載時，輸出電感器和續(xù)流二極管的存在使得儲能電容電流保持在較小的數(shù)值上。正激變換器的能量儲存于輸出電感器是有利于負載的，儲能電容可以取得很小，因它只用來協(xié)助降低輸出紋波電壓。而且相對反激變換器而言，電容上通過紋波電流定額值要求小一些。
(3)如果加假負載，則效率會在同等功率輸出下，正激變換器集電極峰值電流小得多，開關管Tr的峰值電流較低。理由同(1)。
(4)因為紋被電流小，紋被電壓小。
3.2.5 反向激勵功率轉(zhuǎn)換電路
工作原理簡介如下：在晶體管VT1導通期間，變壓器T1的初級繞組N1中電流線性增長(VI=Ldi/dt )，繞組電感中存儲能量(1／2Li2)，此時，T1的次級側(cè)的二極管VD1阻斷電流流通；在晶體管VT1截止期間，電感中存儲的能量通過二極管VD1釋放給負載：反激變換器雖然不需要電感，但有開關管(包括原邊和副邊繞組)和濾波電容紋波電流大的不足；缺點是晶體管的尖峰電流較大，需要較大的濾波電容等。此電路適用于輸出功率為200W的電源。
3.3單端正激變換器的設計
單端正激變換器主回路如圖3-4所示。它是在Buck電路的開關S與續(xù)流二極管D之間加入單端變壓隔離器而得到的。
圖3-3 單端正激變換電路原理圖
由于正激式變換器的隔離元件T1純粹是個變壓器，因此在輸出端需附加一個電感器L作為能量的儲藏及傳送元件。電路中必有一個續(xù)流二極管，同時也要注意到變壓器原邊和副邊線圈具有相同的同銘端。由于是正激工作方式，副邊有電感器，折算至原邊電感量較大。一般電感量越大越好，使得IP較小。變壓器T1的另一個繞組P2與二極管Dl串聯(lián)后接至Vs。這個繞組主要起去磁復位的作用。
3.3.1工作原理
在Tr導通時，在原邊繞組接向電源Vs，同一時間內(nèi)，副邊繞組把能量傳遞到輸出端。當Tr關斷時，續(xù)流二極管D3和儲能元件L構成放能的回路，繼續(xù)對負載電阻R0供能。 當晶體管TT導通時，設副邊電壓為Vs’，則電感L內(nèi)的電流將直線增加，如下式所示：
（3-2）
當晶體管Tr關斷時，由于反激作用，電感上電壓反向，D3導通，構成續(xù)流回路，而電感上的電壓等于輸出電壓Vo(忽略二極管壓降)，L上電流iL的衰減由下式定義：
（3-3）
由上式可知，電感L的大小，只是影響diL/dt, 或者說，影響電流的峰—峰值。電流平均值應與輸出電流I0相等。
正激變換器輸出電壓的大小取決于變壓器的匝比和晶體管Tr的導通占空比——導通時間與周期的比，即導通占空比：
（3-4）
式中——副邊與原邊的匝比
——導通時間與周期的比，即導通占空比
——原邊繞組施加的電源電壓（V）。
當輸入電壓及占空比固定時，輸出電壓與負載電流無關。因此，這個電路結(jié)構提供了特有的低輸出阻抗的特點。
3.3.2能量再生線圈P2的工作原理
在Tr導通時，變壓器接受的能量除磁化電流外都傳遞到輸出端。在Tr關斷，反激作用期間，輸出二極管Dl反偏而不可能有鉗位作用或能量泄放的回路。磁化能量將引起較大反壓加在Tr的集一射極之間。為防止高反壓的出現(xiàn)，設置“能量再生線圈”P2，經(jīng)二極管D1，使儲存的能量運送回電源VS中。只要有的關系，D3上流過電流時，，Tr上承受的集—射極電壓為2Vs。
為了避免在P1和P2間存在的漏電感過大和因此產(chǎn)生的在晶體管集電極的電壓過高，一般采用原邊繞組P1與能量再生線圈P2雙線并繞的方法。
3.3.3 多路輸出的設計
只要增加變壓器的副繞組、電感器和二極管就可以得到多路直流電壓輸出。每個繞組將遵循正、反向伏秒值相等的原則。倘若負載在合理范圍變化時,如果主輸出電壓不變，輔助輸出也將不變。若某一輸出負載降到電感臨界電流以下，這線路的輸出電壓將上升。最后，在負載為零時它將等于變壓器副邊峰值電壓。
由于正激變換器負載電流低于臨界電流時輸出電壓升高，因此，應使最小負載電流仍在電感臨界電流值之上。若有負載為的情況時，則只能加固定電阻作為假負載，以求得電壓的穩(wěn)定。
三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A。
3.3.4 變壓器設計
設計方法有多種，可根據(jù)情況選擇。一般從計算原邊圈數(shù)開始，按最大占空比和正常的直流電壓VS來計算原邊線圈。
按上述方法設計的理由是，副邊繞組都有一個電感器，當有突變負載時，輸出電流的變化率受到限制。為了補償這個缺陷，控制線路應能把占空比調(diào)到最大。在這種瞬變條件下，高的原邊電壓和最大導通脈寬同時加上，盡管時間很短，如果變壓器設計沒有考慮這種情況，也會引起磁飽和。
控制電路設計為：在最大輸入電壓時，限制控制電路的脈寬和變化的速率，這樣可防止兩個參數(shù)同時在最大值。
能量再生繞組的必要性，說明正激變換器的鐵芯有殘存能量是不好的。為了確保磁通在反激期間恢復到低的剩磁水平，并考慮偶而出現(xiàn)的較大磁密不致出現(xiàn)磁芯飽和，加一很小氣隙是很有必要的。
（1）根據(jù)輸出功率選擇鐵心：
三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A。
輸出功率為：
若考慮6%的余量則：
選擇一個傳遞功率為115W的鐵心，SB—9C的EER—40，其有效橫截面積為1.58cm2,磁感應強度B=220mT
（2）計算原邊的繞組
周期：
最大導通占空比D=0.5時：
則最小原邊匝數(shù)為：
取93匝。
（3）計算副邊的繞組匝數(shù)
若考慮市電220V以下波動的情況，設向下波動-20%則：
15V的副邊匝數(shù)為：
取35匝。
12V的副邊匝數(shù)為：
取28匝。
5V的副邊匝數(shù)為：
取12匝。
3.3.5電感的參數(shù)計算
L的最小值一般由所需維持最小負載電流的要求來決定。電感L中的電流分連續(xù)和不連續(xù)兩種丁作情況。不論何種情況．只要輸入、輸出電壓保持不變，電流波形的斜率不會因負載電流的減小而改變。如果負載電流ID逐步降低，在L中的波動電流最小值剛好為0時，臨界負載電流Ioc等于平均波動電流，或電流峰一峰值的一半，即：
（3-5）
即定義為臨界情況。這當Io
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