通信原理課后題答案-重慶郵電大學.doc

第1章 緒論習題解答1-1 解：每個消息的平均信息量為 =1.75bit/符號1-2 解：（1）兩粒骰子向上面的小圓點數(shù)之和為3時有（1，2）和（2，1）兩種可能，總的組合數(shù)為，則圓點數(shù)之和為3出現(xiàn)的概率為 故包含的信息量為 （2）小圓點數(shù)之和為7的情況有（1，6）（6，1）（2，5）（5，2）（3，4）（4，3），則圓點數(shù)之和為7出現(xiàn)的概率為 故包含的信息量為 1-3 解：（1）每個字母的持續(xù)時間為210ms，所以字母傳輸速率為 不同字母等可能出現(xiàn)時，每個字母的平均信息量為 bit/符號 平均信息速率為 bit/s （2）每個字母的平均信息量為 =1.985 bit/符號 所以平均信息速率為 (bit/s)1-4 解：（1）根據(jù)題意，可得： 比特 比特 比特 比特（2）法一：因為離散信源是無記憶的，所以其發(fā)出的消息序列中各符號是無依賴的、統(tǒng)計獨立的。因此，此消息的信息量就等于消息中各個符號的信息量之和。此消息中共有14個“0”符號，13個“1”符號，12個“2”符號，6個“3”符號，則該消息的信息量是： 比特此消息中共含45個信源符號，這45個信源符號攜帶有87.81比特信息量，則此消息中平均每個符號攜帶的信息量為 比特/符號法二：若用熵的概念計算，有說明：以上兩種結果略有差別的原因在于，它們平均處理方法不同，前一種按算術平均的方法進行計算，后一種是按熵的概念進行計算，結果可能存在誤差。這種誤差將隨消息中符號數(shù)的增加而減少。1-5 解：（1）bit/符號（2）某一特定序列（例如：m個0和100-m個1）出現(xiàn)的概率為所以，信息量為（3）序列的熵1-6 解：若系統(tǒng)傳送二進制碼元的速率為1200Baud，則系統(tǒng)的信息速率為： bit/s 若系統(tǒng)傳送十六進制碼元的速率為2400Baud，則系統(tǒng)的信息速率為： bit/s1-7 解：該恒參信道的傳輸函數(shù)為 沖激響應為 輸出信號為 討論：該恒參信道滿足無失真?zhèn)鬏數(shù)臈l件，所以信號在傳輸過程中無畸變。1-8 解：該恒參信道的傳輸函數(shù)為 沖激響應為 輸出信號為 1-9 解：假設該隨參信道的兩條路徑對信號的增益強度相同，均為。則該信道的幅頻特性為： 當出現(xiàn)傳輸零點； 當出現(xiàn)傳輸極點； 所以在kHz(n為整數(shù))時，對傳輸信號最有利； 在kHz(n為整數(shù))時，對傳輸信號衰耗最大。1-10 解：(1) 因為S/N =30dB,即10，得：S/N=1000由香農(nóng)公式得信道容量 （2）因為最大信息傳輸速率為4800b/s，即信道容量為4800b/s。由香農(nóng)公式 得：。則所需最小信噪比為1.66。第2章 信號與噪聲分析習題解答2-1 解：數(shù)學期望：因為 所以方差： 2-2 解：由題意隨機變量x服從均值為0，方差為4，所以，即服從標準正態(tài)分布，可通過查標準正態(tài)分布函數(shù)數(shù)值表來求解。 （1） （2） （3）當均值變?yōu)?.5時，則服從標準正態(tài)分布，所以 2-3 解：（1）因為隨機變量服從均勻分布，且有，則的概率密度函數(shù)，所以有 由此可見，的數(shù)學期望與時間無關，而其相關函數(shù)僅與相關，因此是廣義平穩(wěn)的。（2）自相關函數(shù)的波形如圖2-6所示。圖2-6（3）根據(jù)三角函數(shù)的傅氏變換對 可得平穩(wěn)隨機過程的功率譜密度 2-4 解：（1）因為，互不相關所以 又根據(jù)題目已知均值，所以（2）自相關函數(shù) （）（3）由（2）可知不僅與有關還與有關，所以為非廣義平穩(wěn)隨機過程。2-5 解：根據(jù)圖示可得 因為，所以， 即則（1） ； （2） （3） 2-6 解：（1）（2）因為，所以，直流功率為則，交流功率為對求傅里葉變換可得其功率譜密度2-7 解：2-8 解：（1）與互為傅立葉變換 所以，對做傅立葉變換得（2）直流功率為（3）交流功率為2-9 解：RC低通濾波器的傳遞函數(shù)為因此輸出過程的功率譜密度為相應地，自相關函數(shù)為 2-10 解：（1） 即自相關函數(shù)只與有關 即均值為常數(shù)所以為寬平穩(wěn)過程。（2）平均功率為 因為，所以所以 (3) 2-11 解：（1）(2) 與互為傅立葉變換 2-12 解：2-13 解：因為題目已知 沖激響應為 所以 ， 又因為 所以 與 互為傅立葉變換由可知 總的平均功率2-14 解：（1）由傅里葉時域微分性質可知微分器的系統(tǒng)函數(shù)，則信號通過微分器（線性系統(tǒng)）后輸出的雙邊功率譜密度為（2）2-15 解：設的傅式變換為，則有 2-16解：由題意知，其均值為0，方差為。 給定時的功率為 的平均功率為 故在（1）的條件下（為常數(shù)）則 在（2）的條件下（是與獨立的均值為0的高斯隨機變量），的功率仍然是，但此時的平均功率是 所以 第3章 模擬調制系統(tǒng)習題解答3-1 解：的波形如圖3-14（a）所示。因為，且，對其進行傅里葉變換可得 頻譜圖如圖題3-14（b）所示。圖3-14（a）圖3-14（b）3-2 解：（1）上式中為帶限信號，由希爾伯特變換的性質，得 （2） 故 3-3 解： 因為輸出信噪比功率為20dB，則在SSB/SC方式中，調制制度增益 G=1所以接收機輸入端的噪聲功率 W因此接收機輸入端的信號功率 W因為發(fā)射機輸出端到接收機輸入端之間的總損耗為 可得發(fā)射機輸出功率為 3-4 解：（1）此信號無法用包絡檢波器解調，因為能包絡檢波的條件是，而這里的A=15使得這個條件不能成立，用包絡檢波將造成波形失真。（2）只能用相干解調，解調框圖如圖3-15所示。圖3-153-5 解：（1）AM解調器輸出信噪比為由題意知，B=4Khz，則 （2）因為 而抑制載波雙邊帶系統(tǒng)的調制制度增益 則 （約為7.8dB）所以抑制載波雙邊帶系統(tǒng)的性能優(yōu)于常規(guī)調幅7.8分貝3-6 解：設單邊噪聲功率譜密度為，則相干解調后的輸出信噪比 3-7 解：對于DSB：接收信號功率設信道加性白噪聲單邊功率譜密度為，信號帶寬為，則輸入噪聲功率 輸出噪聲功率 所以，接收到的信噪比 對于SSB：設發(fā)射功率為則接收信號功率 輸入噪聲功率 輸出噪聲功率 所以，接收到的信噪比 （1）接收信號強度相同，即 故單邊帶平均發(fā)射功率 （2）接收到的信噪比相同，即 故單邊帶平均發(fā)射功率 3-8 解：設與相乘后的輸出為，則是一個DSB信號，其頻譜如圖圖3-17（a）所示。再經(jīng)過截止頻率為的理想低通濾波器，所得輸出信號顯然是一個下邊帶信號，其頻譜如圖3-17（b）所示，時域表達式則為 同理，與相乘后的輸出再經(jīng)過理想低通濾波器之后，得到的輸出信號也是一個下邊帶信號，其時域表達式為 因此，調制器最終的輸出信號 顯然，是一個載波角頻率為的上邊帶信號。圖 3-173-9 解：（1）因為，則，所以，。 （2）DSB：信道衰減為30dB，則，則所以， SSB：信道衰減為30dB，則，則所以，（3）均相同， DSB：，由于信道衰減30dB，則，所以 SSB：，由于信道衰減30dB，則，所以3-10 解：（1）由題意，得， 所以，（2），調頻器的調頻靈敏度不變，調制信號的幅度不變，但頻率加倍時，。此時，3-11 解：消息信號 則 對應的單邊帶信號為 其包絡為 3-12 解：，所以，則因為，所以3-13 解：對于AM波的帶寬： 對于SSB波的帶寬：調頻指數(shù) 對于FM信號帶寬 3-14 解：由已知 （1）調相時 所以 又因為 ， 所以 （2）調頻時 所以 兩邊同時求導得 求得 （3）由 ，即最大頻偏為3-15 解：已調波信號功率。，第4章 模擬信號的數(shù)字傳輸習題解答4-1 解：（1）因為信號通過傳輸函數(shù)為的濾波器后進入理想抽樣器的最高頻率為，所以抽樣頻率 （2）因為抽樣信號頻譜可得抽樣信號的頻譜如圖4-11所示。圖4-11 抽樣信號頻譜圖（3）由圖4-11所示的抽樣信號頻譜可知：將抽樣信號通過截止頻率為的理想低通濾波器，然后再通過一個傳輸特性為的網(wǎng)絡，就能在接收端恢復出信號。如圖4-12所示。圖4-12 抽樣信號的恢復可見，如果接收端通過一個傳輸特性為的低通濾波器，就能在接收端恢復出信號。4-2 解：（1）由式（4-2）可知：在=時，抽樣信號頻譜如圖4-14所示，頻譜無混疊現(xiàn)象。因此經(jīng)過截止角頻率為的理想低通濾波器后，就可以無失真地恢復原始信號。圖4-14 抽樣信號的頻譜（2）如果，不滿足抽樣定理，頻譜會出現(xiàn)混疊現(xiàn)象，如圖4-15所示，此時通過理想低通濾波器后不可能無失真地重建原始信號。圖4-15 抽樣信號的頻譜出現(xiàn)混疊現(xiàn)象4-3 解：因為所以最低頻和最高頻分別為，（1）將當作低通信號處理，則抽樣頻率（2）將當作帶通信號處理，則抽樣頻率因為n=9，所以4-4解：以抽樣時刻為例，此時抽樣值為0.9510565，設量化單位，所以歸一化值0.9510565=1948。編碼過程如下： （1）確定極性碼：由于輸入信號抽樣值為正，故極性碼=1。（2）確定段落碼：因為1948>1024，所以位于第8段落，段落碼為111。（3）確定段內(nèi)碼：因為，所以段內(nèi)碼=1110。所以，的抽樣值經(jīng)過律折線編碼后，得到的PCM碼字為 1 111 1110。同理得到在一個正弦信號周期內(nèi)所有樣值的PCM碼字，如表4-5所示。表4-5 PCM編碼的輸出碼字樣值歸一化值輸出碼字000100000000.95105651948111111100.58778525120411110010-0.58778525-120401110010-0.9510565-1948011111104-5 解：因為采用均勻量化，所以量化間隔則量化區(qū)間有，和，對應的量化值分別為-0.75，-0.25，0.25，0.75。所以量化噪聲功率為因為輸入量化器的信號功率為所以量化信噪比4-6 解：因為二進制碼元速率所以對應的信息速率=，即信息速率與成正比，所以若量化級數(shù)由128增加到256，傳輸該信號的信息速率增加到原來的8/7倍。而二進制碼元寬度為假設占空比，則信號帶寬為可見，帶寬與成正比。所以，若量化級數(shù)由128增加到256，帶寬增加到原來的8/7倍。4-7 解：(1)基帶信號的頻譜圖如圖4-16所示圖4-16 基帶信號的頻譜圖由式（4-2），理想抽樣信號的頻譜圖如圖4-17所示。圖4-17 理想抽樣信號的頻譜圖(2) 因為自然抽樣信號的頻譜當n=1時，因為=所以n=1時自然抽樣信號的頻譜分量為，對應的頻譜圖如圖4-18所示。圖4-18 n=1時自然抽樣信號的頻譜分量所以，自然抽樣信號的頻譜圖如圖4-19所示。圖4-19 自然抽樣信號的頻譜圖因為平頂抽樣信號的頻譜所以，平頂抽樣信號的頻譜圖如圖4-20所示。圖4-20 平頂抽樣信號的頻譜圖4-8 解：因為抽樣頻率為，按律折線編碼得到的信號為8位二進碼。所以二進制碼元速率波特因為占空比為1，所以，則PCM基帶信號第一零點帶寬4-9 解：因為抽樣頻率為奈奎斯特抽樣頻率，所以所以系統(tǒng)的碼元速率波特則碼元寬度因為占空比為0.5，所以，則PAM基帶信號第一零點帶寬4-10 解：（1）因為奈奎斯特抽樣頻率，量化級數(shù)，所以二進制碼元速率為波特所以，對應的信息速率（2）因為二進制碼元速率與二進制碼元寬度呈倒數(shù)關系，所以因為占空比為0.5，所以則PCM基帶信號第一零點帶寬4-11解：編碼過程如下 （1）確定極性碼：由于輸入信號抽樣值為負，故極性碼=0。（2）確定段落碼：因為1024>870>512，所以位于第7段落，段落碼為110。（3） 確定段內(nèi)碼： 因為，所以段內(nèi)碼=1011。所以，編出的PCM碼字為 0 110 1011。 編碼電平是指編碼器輸出非線性碼所對應的電平，它對應量化級的起始電平。因為極性為負，則編碼電平量化單位因為因此7/11變換得到的11位線性碼為。編碼誤差等于編碼電平與抽樣值的差值，所以編碼誤差為6個量化單位。解碼電平對應量化級的中間電平，所以解碼器輸出為個量化單位。因為所以7/12變換得到的12位線性碼為011011100000。解碼誤差(即量化誤差)為解碼電平和抽樣值之差。所以解碼誤差為10個量化單位。4-12解：（1）因為量化區(qū)的最大電壓為，所以量化單位為，所以抽樣值為398。編碼過程如下： 確定極性碼：由于輸入信號抽樣值為正，故極性碼=1。確定段落碼：因為512>398>256，所以位于第6段落，段落碼為101。確定段內(nèi)碼：因為，所以段內(nèi)碼=1000。所以，編出的PCM碼字為11011000。 它表示輸入信號抽樣值處于第6段序號為8的量化級。該量化級對應的起始電平為384=384mV，中間電平為392 mV。編碼電平對應該量化級對應的起始電平，所以編碼電平384=384因為，所以對應的11位線性碼為00110000000。解碼電平對應該量化級對應的中間電平，所以解碼電平392可見，解碼誤差（即量化誤差）為6。4-13 解：因為最大電壓值為5V，所以量化單位所以，樣值幅度表示為-1024量化單位。因為樣值為負，而且輸入信號抽樣值處于第8段序號為0的量化級，所以編碼器的輸出碼字為0 111 0000。該量化級對應的起始電平為1024=，中間電平為量化單位，即-2.578V。所以量化電平為-2.578V，量化誤差為784-14 解：極性碼為1，所以極性為正。段落碼為000，段內(nèi)碼為0111，所以信號位于第1段落序號為7的量化級。由表4-1可知，第1段落的起始電平為0，量化間隔為。因為解碼器輸出的量化電平位于量化級的中點，所以解碼器輸出為個量化單位，即解碼電平7.5。因為所以，對應的12位線性碼為0000000011114-15 解：編碼過程如下： （1）確定極性碼：由于輸入信號抽樣值為負，故極性碼=0。（2）確定段落碼：因為1024>630>512，所以位于第7段落，段落碼為110。（3） 確定段內(nèi)碼： 因為，所以段內(nèi)碼=0011。所以，編出的PCM碼字為 0 110 0011。 因為編碼電平對應量化級的起始電平，所以編碼電平為-608單位。因為所以，對應的均勻量化的11位線性碼為01001100000。4-16解：因為又因為所以第5章 數(shù)字信號的基帶傳輸習題解答5-1 解：略5-2解：信息碼： 1 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1AMI碼： +1 -1 0 0 0 0 0 +1 -1 0 0 0 0 +1 -1HDB3碼：+1 -1 0 0 0 -V 0 +1 -1 +B 0 0 +V -1 +15-3 解：信息碼： 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1AMI碼： +1 0 -1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 +1 -1HDB3碼： +1 0 -1 0 0 0 -V +B 0 0 +V 0 -1 +15-4解：（1）對于單極性基帶信號，隨機脈沖序列的功率譜密度為 當時， 由圖5-11得 的傅立葉變換為 代入功率譜密度函數(shù)式，得 功率譜密度如圖5-12所示。 （2）由圖5-12中可以看出，該基帶信號的功率譜密度中含有頻率的離散分量，故可以提取碼元同步所需的頻率的分量。 由題（1）中的結果，該基帶信號中的離散譜分量為 當m取時，即時，有 所以該頻率分量的功率為 圖5-125-5 解：（1）由圖5-12可得 該系統(tǒng)輸出基本脈沖的時間表示式為 （2）根據(jù)奈奎斯特準則，當系統(tǒng)能實現(xiàn)無碼間干擾傳輸時，應滿足 容易驗證，當時， 所以當碼率時，系統(tǒng)不能實現(xiàn)無碼間干擾傳輸。5-6 解：（1）法1：無碼間串擾時，當碼元速率為150kBaud時，容易驗證，此系統(tǒng)有碼間串擾。法2：由題意，設，則，將與實際碼速率比較為正整數(shù)，由于，則此系統(tǒng)有碼間干擾。（2）由題意，設，則，設傳輸M進制的基帶信號，則，令，求得?？梢?，采用進制信號時，都能滿足無碼間串擾條件。結論：根據(jù)系統(tǒng)頻率特性分析碼間干擾特性的簡便方法：首先由確定系統(tǒng)的奈奎斯特等效帶寬，然后由求出最大碼速率，再與實際碼速率比較，若為正整數(shù)，則無碼間干擾，否則有碼間干擾。5-7 解：（1），所以則（2）5-8 解：升余弦滾降頻譜信號的時域表達式為當，即， 時，（2）頻譜圖如圖5-14所示。圖5-14（3）傳輸帶寬（4）頻帶利用率5-9 解：（1）圖（a）為理想低通，設，所以1）、=4（整數(shù)），無碼間串擾；2）、=2（整數(shù)），無碼間串擾；3）、（不是整數(shù)），有碼間串擾；4）、=1（整數(shù)），無碼間串擾。（2）圖（b）為升余弦型信號，由圖可以判斷，所以所以1）、2）、兩種情況下無碼間串擾。5-10 解：根據(jù)奈奎斯特準則可以證明，（a）（b）和（c）三種傳輸函數(shù)均能滿足無碼間干擾的要求。下面我們從頻帶利用率、沖激響應“尾巴”的衰減快慢、實現(xiàn)難易程度等三個方面來分析對比三種傳輸函數(shù)的好壞。（1）頻帶利用率 三種波形的傳輸速率均為，傳輸函數(shù)（a）的帶寬為 其頻帶利用率傳輸函數(shù)（b）的帶寬為其頻帶利用率傳輸函數(shù)（c）的帶寬為其頻帶利用率顯然 （2）沖激響應“尾巴”的衰減快慢程度 （a）（b）（c）三種傳輸特性的時域波形分別為 其中（a）和（c）的尾巴以的速度衰減，而（b）的尾巴以的速度衰減，故從時域波形的尾巴衰減速度來看，傳輸特性（a）和（c）較好。（3）從實現(xiàn)難易程度來看，因為（b）為理想低通特性，物理上不易實現(xiàn)，而（a）和（c）相對較易實現(xiàn)。5-11 解：已知信道的截止頻率為100kHz，則，由,求得現(xiàn)在，則常數(shù)，則該二元數(shù)據(jù)流在此信道中傳輸會產(chǎn)生碼間干擾。故該二元數(shù)據(jù)流不在此信道中傳輸。5-12 解：傳輸特性的波形如圖5-17所示。 圖5-17由上圖易知，為升余弦傳輸特性，由奈奎斯特準則，可求出系統(tǒng)最高的碼元速率，而。5-13 解：（1）用和分別表示數(shù)字信息“1”和“0”出現(xiàn)的概率，則等概時，最佳判決門限。已知接收濾波器輸出噪聲均值為0，均方根值，誤碼率 （2）根據(jù)，即，求得 5-14解：（1）由于信號在時刻結束，因此最到輸出信噪比的出現(xiàn)時刻 （2）取，則匹配濾波器的沖激響應為 輸出波形為，分幾種情況討論a， b， c， d， eelse t 綜上所述，有和的波形如圖5-19（a）和（b）所示。（3）最大輸出信噪比圖5-195-15 解：和的輸出波形和分別如圖題圖5-21（a）、（b）所示。由圖5-21可知，因此，和均為的匹配濾波器。圖5-21第6章 數(shù)字信號的載波傳輸課后習題6-1 解：（1）由題意知，碼元速率波特，載波頻率為Hz，這說明在一個碼元周期中存在2個載波周期。2ASK信號可以表示為一個單極性矩形脈沖序列與一個正弦型載波相乘，因此2ASK信號波形示意圖如圖6-23所示。圖6-23（2）因為2ASK信號的頻帶寬度為基帶調制信號帶寬的兩倍，所以2ASK信號的頻帶寬度為=2000Hz。6-2 解：（1）二進制頻移鍵控（2FSK）是指載波的頻率受調制信號的控制，而幅度和相位保持不變。由題意可知，當數(shù)字信息為“1”時，一個碼元周期中存在3個載波周期；當數(shù)字信息為“0”時，一個碼元周期中存在5個載波周期。假設初始相位，則2FSK信號波形示意圖如圖6-24所示。圖6-24（2）當概率P=1/2時，2FSK信號功率譜的表達式為因此，2FSK信號的功率譜如圖6-25所示，圖中，。圖6-256-3 解：（1）二進制相移鍵控（2PSK）是指載波的相位受調制信號的控制，而幅度和頻率保持不變，例如規(guī)定二進制序列的數(shù)字信號“0”和“1”分別對應載波的相位和0。2DPSK可以這樣產(chǎn)生：先將絕對碼變?yōu)橄鄬Υa，再對相對碼進行2PSK調制。2PSK、2DPSK及相對碼的波形如圖6-26所示。圖6-26（2）2PSK、2DPSK信號的頻帶寬度6-4 解：（1）由題意可知， ，因此一個碼元周期內(nèi)包括兩個載波周期。設參考相位為0，代表數(shù)字信息“1”，代表數(shù)字信息“0”（絕對碼），那么與上述相對碼對應的2DPSK信號波形如圖6-27（b）所示。（2）如果采用如圖6-27（a）所示的差分解調法接收信號，則a，b，c各點的波形如圖6-27（c）所示。圖6-27（3）由題意可知，。2DPSK信號的時域表達式為 其中 設則s(t)的功率譜密度 已知是矩形脈沖，可得2DPSK信號的功率譜密度 6-5 解：采用相對碼調制方案，即先把數(shù)字信息變換成相對碼，然后對相對碼進行2PSK調制就得到數(shù)字信息的2DPSK調制。發(fā)送端方框圖如圖6-28（a）所示。規(guī)定：數(shù)字信息“1”表示相鄰碼元的電位改變，數(shù)字信息“0”表示相鄰碼元的電位不變。假設參考碼元為“1”，可得各點波形，如圖6-28（b）所示。（a）（b）圖6-28（2）2DPSK采用相干解調法的接收端方框圖如圖6-29（a）所示，各點波形如圖6-29（b）所示。 (a)圖6-296-6 解： (1）2ASK系統(tǒng) 2ASK接收機噪聲功率 2ASK系統(tǒng)的誤比特率 由此得 信號功率為 信號幅度為 由10V衰減到，衰減的分貝（dB）數(shù)為 故2ASK信號傳輸距離為45.4公里。 (2）2FSK系統(tǒng)2FSK接收機噪聲功率 2FSK 相干解調,由查表得18，信號功率為 信號幅度為 由10V衰減到，衰減的分貝（dB）數(shù)為 故2FSK信號傳輸距離為51.4公里。（3）2PSK系統(tǒng) 2PSK接收機噪聲功率 2PSK 相干解調,由查表得9 信號功率為 可見2PSK信號傳輸距離與2FSK的相同，為51.4公里。6-7 解：設2ASK、2FSK和2PSK三種調制系統(tǒng)輸入的噪聲功率均相等。（1）相干2ASK系統(tǒng)：，由查表得輸入信號功率 （W）非相干2ASK系統(tǒng)：，得輸入信號功率 （W）（2）相干2FSK系統(tǒng)： ，由查表得則輸入信號功率為 （W）非相干2FSK系統(tǒng)：，得則輸入信號功率為 （W）（3）相干2PSK系統(tǒng)：，由查表得則輸入信號功率為 （W）由以上分析計算可知：相同的誤碼率下所需的最低峰值信號功率按照從大到小排序：2ASK最大，2FSK次之，2PSK最小。對于2ASK采用包絡解調器，接收機簡單。2FSK采用非相干解調器，等效為兩個包絡解調器，接收機較2ASK稍復雜。而2PSK采用相干解調器，需要產(chǎn)生本地相干載波，故接收機較復雜。由此可見，調制方式性能的提高是以提高技術復雜性提高為代價的。 比較、排序結果如下： 2ASK 2FSK 2PSK 接收機難易程度： 易 較易 難時的峰值功率 大 中 小6-8 解：因為，則，所以33.3>>1當非相干接收時，相干接收時，系統(tǒng)誤碼率6-9 解：因為發(fā)送信號的功率為1kW，信道衰減為60dB，所以接收信號的功率，所以信噪比，所以非相干2ASK系統(tǒng)的誤碼率=相干2PSK系統(tǒng)的誤碼率，當r>>1時，6-10 解：2PSK信號可以寫成 ，其中為雙極性基帶信號。理想載波時： 經(jīng)低通濾波器，得到當存在相位差時：經(jīng)低通濾波器，得到 。 所以有相位差時引起信號功率下降倍。我們知道，采用極性比較法的2PSK誤碼率為，由于有相位誤差，誤碼率變?yōu)?，所以相干載波相位誤差的存在導致了系統(tǒng)誤差的存在。6-11 解：接收機輸入信噪比為9dB，即。相干解調時，所以0.027又因為包絡解調時，對應的接收機的輸入信噪比6-12解：(1) 2ASK 相干解調，由查表得36，因為，則又因為，所以（2）2FSK 非相干解調得，所以（3）2DPSK差分相干解調得，所以（4）2PSK 相干解調,由查表得9，所以6-13 解：雙比特碼元與載波相位的關系如下：雙比特碼元與載波相位的關系雙比特碼元載波相位A方式B方式0 001 01 10 1根據(jù)上表可得4PSK及4DPSK信號的所有可能波形如圖6-30所示。圖6-306-14解： ，所以。6-15 解：信道帶寬為，信道帶寬為已調信號的帶寬。（1）時，QPSK系統(tǒng)的頻帶利用率為則數(shù)據(jù)傳輸速率為 （2）時，8PSK系統(tǒng)的頻帶利用率為則數(shù)據(jù)傳輸速率為 第7章 多路復用及多址技術習題解答7-11解：每一路已調信號的頻譜寬度為，鄰路間隔防護頻帶為，則n路頻分復用信號的總頻帶寬度為7-2 解：各路音頻信號經(jīng)過SSB調制后，在兩路相鄰信號之間加防護頻帶，則30路信號合并后信號的總帶寬再進行FM調制后，傳輸信號的頻帶寬度為7-3 解：因為抽樣頻率為，所以抽樣間隔所以路時隙。因為占空比為0.5，所以，則PCM基帶信號第一零點帶寬7-4 解：因為抽樣頻率為奈奎斯特抽樣頻率，所以按律折線編碼，每個抽樣值得到8個二進制碼元，所以10路TDM-PCM信號的碼元速率波特又因為二進制碼元速率與二進制碼元寬度呈倒數(shù)關系的，所以因為占空比為1，所以，則PCM基帶信號第一零點帶寬7-5 解：因為抽樣頻率為奈奎斯特抽樣頻率，所以所以10路TDM-PCM信號的碼元速率波特（1）由于升余弦滾降特性的系統(tǒng)最大碼元頻帶利用率為波特/赫茲所以無碼間干擾系統(tǒng)的最小傳輸帶寬為=640 kHz（2）如果采用理想低通濾波器特性的信道來傳輸，由奈奎斯特第一準則可知波特/赫茲可以得到此時需要的最小傳輸帶寬=320 kHz7-6 解：（1）因為每路信號都通過截止頻率為7kHz的低通濾波器，所以最小的抽樣頻率（2）抽樣速率為16kHz，量化級數(shù)為8，則輸出的二進制基帶信號的碼元速率為波特（3）如果基帶信號波形采用矩形脈沖，則基帶信號帶寬為2PSK帶寬為基帶信號帶寬的2倍，所以信道中傳輸?shù)?PSK信號帶寬為所以信道中傳輸信號帶寬為960kHz。7-7 解：（1）幀長為一個抽樣周期，即抽樣頻率的倒數(shù)，則=125因為3路獨立信源進行時分復用，所以每幀有3個時隙。（2）信息速率為k bit/s（3）如果采用理想低通濾波器特性的信道來傳輸，由奈奎斯特第一準則可知波特/赫茲可以得到此時需要的理論最小帶寬=96 kHz7-8 解：因為PCM30/32路系統(tǒng)抽樣頻率為8000Hz，所以PCM30/32路系統(tǒng)中一秒傳8000幀。因為一幀中有32時隙，每時隙8bit，所以一幀有=256bit。PCM30/32路系統(tǒng)中一秒傳8000幀，而一幀有=256bit。所以信息速率為2.048Mbit/s，由PCM30/32路系統(tǒng)的幀結構圖可知第20話路在TS21時隙中傳輸；第20話路信令碼的傳輸位置在F5幀的TS16時隙的后4bit。7-9 解:（1）升余弦滾降特性的碼元頻帶利用率波特/赫茲因為升余弦濾波器的截止頻率為，所以該系統(tǒng)最大的二進制碼元速率為640 k波特。 （2）因為，對5路模擬信號按律折線編碼得到信號，然后進行TDM-PCM傳輸。由，得到每路模擬信號的最高抽樣頻率由奈奎斯特抽樣定理可知，每路模擬信號的最高頻率分量為8 kHz 。7-10 解：因為自相關函數(shù)所以碼字1 1 1 -1 -1 1 -1的自相關函數(shù)為（模7）7-11解：擴頻系統(tǒng)中各點的波形如圖7-11所示。圖7-11 擴頻系統(tǒng)中各點的波形7-12 解：因為兩個碼字的互相關系數(shù)為所以碼字1 1 1 1和1-1 1 -1的互相關函數(shù)為7-13 解：（1）在接收端，如果一個用戶想接收某個用戶發(fā)送的信息，必須首先和這個用戶有相同的偽噪聲序列進行解擴。因為用戶2的偽隨機碼為1-1 1 -1，所以接收端用戶1所用的擴頻碼為1-1 1 -1。（2）信道中的兩個用戶的合成信號波形如圖7-12所示。圖7-12 發(fā)送端的信號波形和信道中的合成信號波形（3）解擴后得到的用戶1的信號波形如圖7-13所示。圖7-13 解擴后得到的用戶1的信號波形