畢業(yè)論文調(diào)制解調(diào)器電路設(shè)計.doc

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1、 摘 要 文章開篇對現(xiàn)有的一些調(diào)制、解調(diào)技術(shù)原理進行了系統(tǒng)地概括與歸納，例如說AM、FM、2ASK、2PSK等一些模擬或數(shù)字信號的產(chǎn)生與解調(diào)。在此基礎(chǔ)上創(chuàng)造性的提出了基于CPLD的16QAM調(diào)制解調(diào)器的方案，同時簡要闡述了各個模塊的組成及其原理。至此，利用MATLAB對16QAM的性能進行了仿真，繪制了星座圖、信號軌跡圖、眼圖以及誤碼率曲線，并對它們進行了簡要的分析，16QAM可以合理的安排各個矢量端點，使它們間的最小距離最大，從而使系統(tǒng)達到最佳的誤碼率。所以說，QAM調(diào)制解調(diào)技術(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)在提高信息傳輸速率的同時降低誤譯碼率，從而改善通信質(zhì)量。 關(guān)鍵詞：調(diào)制解調(diào)；載波恢復；QA

2、M i ABSTRACT At first,article introduces the existing modulation demodulation principle, such as AM、FM、2ASK、2PSK signal generation and demodulation principle. we proposed the 16 qam modem based on CPLD, and expounds the composition and principle of each module. At this basis, Using MATLAB si

3、mulation to the performance of 16 QAM map of the constellation diagram, signal path, eye diagram and bit error rate curve, and carried on the brief analysis.16 qam can reasonable arrangement each endpoint vector, the minimum distance between them is the largest, which make the system achieve the bes

4、t bit error rate.QAM modulation demodulation technology can be achieved in improving information transmission rate and reduce the decoding error rate. Keywords: modulator/demodulator;carrier recovery;QAM ii 湖南科技大學本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 目 錄 第一章 緒論 1 1.1 引言 1 1.2 論文研究的主要內(nèi)容 1 第二章 調(diào)制解調(diào)技術(shù)原理 3

5、 2.1 模擬調(diào)制技術(shù) 3 2.2 數(shù)字調(diào)制技術(shù) 4 2.3 正交幅度調(diào)制(QAM) 7 2.3.1 QAM調(diào)制原理 7 2.3.2 QAM解調(diào)原理 8 第三章 16QAM調(diào)制器系統(tǒng)組成與原理 11 3.1 調(diào)制方案設(shè)計 11 3.1.1 基于CPLD的16QAM調(diào)制器前端實現(xiàn) 11 3.1.2 16QAM調(diào)制器的后端實現(xiàn) 14 3.2 本章小結(jié) 16 第四章 16QAM解調(diào)器系統(tǒng)組成與原理 17 4.1 解調(diào)方案設(shè)計 17 4.1.1 16QAM解調(diào)器的前端實現(xiàn) 17 4.1.2 基于CPLD的16QAM解調(diào)器后端實現(xiàn) 19 4.2 本章小結(jié) 2

6、0 第五章 基于MATLAB的QAM系統(tǒng)仿真實現(xiàn) 21 5.1 模型的建立 21 5.2 仿真結(jié)果及分析 22 第六章 結(jié)論 27 參考文獻 29 致 謝 31 iii 第一章 緒論 1.1 引言 現(xiàn)代通信領(lǐng)域，隨著對傳輸信息量的需求不斷增大，頻譜資源有限、頻譜利用率不高的問題顯得更加突出。我們想要在信息傳輸量上進一步改善，使其提高，同時也想要達到可靠的通信，實現(xiàn)可靠的信息傳輸。MQAM技術(shù)綜合了ASK、PSK的優(yōu)點，可以在提高信息傳輸速率的同時降低譯誤碼率，且具有高效的頻譜利用率。 1.2 論文研究的主要內(nèi)容 本篇論文主要圍繞16QAM調(diào)制

7、解調(diào)技術(shù)而展開，通過對現(xiàn)有調(diào)制解調(diào)技術(shù)的整理與分析，展開對16QAM調(diào)制解調(diào)器的具體設(shè)計。提出了一種基于CPLD的16QAM調(diào)制解調(diào)方式，對其進行了簡要分析，并系統(tǒng)地研究了16QAM調(diào)制解調(diào)器各個模塊的組成及其原理。 文章的結(jié)構(gòu)與框架如表1.1。 表1.1 論文主要內(nèi)容 章 節(jié) 主要內(nèi)容 第l章 論文的意義與文章的主要知識內(nèi)容 第2章 調(diào)制解調(diào)技術(shù)的基礎(chǔ)理論知識的慨括，如AM、2ASK等，以及在此基礎(chǔ)上的16QAM調(diào)制解調(diào)技術(shù) 第3章 介紹了16QAM調(diào)制器的具體設(shè)計方案，分析了該系統(tǒng)各個模塊的組成及其原

8、理 第4章 闡述了16QAM解調(diào)器的具體設(shè)計方案，同時對該系統(tǒng)的各個模塊的組成和原理 第5章 進行了基于MATLAB的16QAM性能仿真 第6章 給出了本文的結(jié)論 - 31 - 第二章 調(diào)制解調(diào)技術(shù)原理 2.1 模擬調(diào)制技術(shù) 調(diào)制簡單說來，是對頻率的變換，經(jīng)過調(diào)制之后低頻信號的頻率變?yōu)楦哳l，使得信號可以在通信信道中順利傳輸。多數(shù)的通信信道為頻帶信道，經(jīng)過調(diào)制可以使基帶信號適合于在頻帶信道上傳輸，同時它也攜帶有用信息，這就是已調(diào)信號的兩個特點。通過利用正弦信號作為調(diào)制載波信號，考慮信號

9、的各個參數(shù)來攜帶原始信號的有用信息，可以將模擬調(diào)制技術(shù)劃分為幅度調(diào)制與角度調(diào)制。 (l)幅度調(diào)制 幅度調(diào)制(AM)指的是利用正弦波的振幅信息，將調(diào)制信號所攜有的信息蘊含在正弦波的幅度上，不同的信息會對應不同的幅值。經(jīng)過AM調(diào)制之后，輸出的信號使多個正弦信號的疊加，其中信號的頻率全部與原始信號相同，而信號的頻譜進行了搬移，所以它是線性調(diào)制技術(shù)[1]。幅度調(diào)制包括：常規(guī)雙邊帶調(diào)制(AM)、抑制載波雙邊帶調(diào)制(DSB)、單邊帶幅度調(diào)制(SSB)、殘留邊帶幅度調(diào)制(VSB)。圖2.1所描述的就是幅度調(diào)制的一般模型圖。 圖2.1 幅度調(diào)制器的一般模型圖 上圖中，m(t)表示的是調(diào)制信號，濾波

10、器的沖激響應是h(t)，而Sm(t)指代的是已調(diào)信號，已調(diào)信號Sm(t)在時域的一般表達式分別為式(2.1)，在頻域的表達式為(2.2) (2.1) (2.2) 以上兩式之中，表示為調(diào)制信號的頻譜，和是一對傅里葉變換對，表示的是載波角頻率。DSB、SSB調(diào)制信號的產(chǎn)生模型圖分別是圖2.2的左右(a)、(b)兩圖。 圖2.2 DSB、SSB調(diào)制器模型圖 在各種幅度調(diào)制中，AM的實現(xiàn)比較容易，所需要的實現(xiàn)設(shè)備相對而言比較簡單，然后，AM在抗干擾性能和頻譜利用方面則是略顯不足。相比AM，

11、DSB的實現(xiàn)設(shè)備就比較復雜，因為DSB的解調(diào)采用相干解調(diào)法，需要與載波同頻的本地載波，由于實現(xiàn)比較困難，所以實際運用比較少。SSB只是DSB的上邊帶或者下邊帶，它的帶寬只有DSB的一半，所以其頻譜利用率與功率利用率都比較高，同時它抗干擾、抗衰落能力強，但實現(xiàn)設(shè)備比較復雜。VSB與SSB性能很多方面相同，它具有與SSB相當?shù)墓β世寐屎涂垢蓴_性能。 幅度調(diào)制的解調(diào)一般采用包絡檢波法解調(diào)，AM波形與調(diào)制信號波形完全相同，容易在包絡檢波解調(diào)之后輸出原始信號的波形。其他所有抑制載波幅度調(diào)制一般是采用相干解調(diào)方式解調(diào)出原有信號，不是采用包絡檢波解調(diào)方式，因為信號的包絡不能夠完全反映調(diào)制信號的變化。在圖

12、2.3中，我們可以看到包絡檢波器的模型圖。 圖2.3 包絡檢波器的一般模型 (2)角度調(diào)制 對于每一個不同的正弦載波信號，它們都具有不同的參數(shù)，如振幅不同、頻率不同或者相位不同。角度調(diào)制就是使載波信號的頻率或者相位來攜帶有調(diào)制信號的有用信息，調(diào)制信號攜帶的信息不同，載波的頻率或相位也會不同。調(diào)頻、調(diào)相的聯(lián)系十分密切，它們兩者通過一些電路可相互變換。角度調(diào)制它與幅度調(diào)制不一樣，它屬于非線性調(diào)制，因為在角度調(diào)制過程中不僅包含有頻譜的移動，而且有些信號的頻率會不同于原有信號，產(chǎn)生許多新的頻譜部分。同時，角度調(diào)制的抗噪聲性能好。 2.2 數(shù)字調(diào)制技術(shù) 數(shù)字調(diào)制是使用數(shù)字信號來作為調(diào)制信

13、號，對載波信號進行調(diào)制，數(shù)字信號所攜帶的有用信息包含在載波的某個參數(shù)（幅度、頻率、相位）之上。受數(shù)字調(diào)制后它的參數(shù)不能連續(xù)取值，是能是離散數(shù)值。數(shù)字調(diào)制具有與模擬調(diào)制幾乎完全相同的原理，只是模擬信號是取連續(xù)值，而數(shù)字信號則是取離散數(shù)值?，F(xiàn)有的數(shù)字調(diào)制方式有如下幾種。 (l)二進制振幅鍵控(2ASK/OOK) ASK信號形式為: (2.3) 是第n個符號的電平取值，可以為0或者1。實現(xiàn)框圖如圖2.4所示: 圖2.4 2ASK調(diào)制 已調(diào)信號功率譜密度為: (2.4) 與AM信號的解調(diào)方法相同，2ASK信號也

14、有兩種常見的解調(diào)方式，一種是包絡檢波法（非相關(guān)解調(diào)），另外一種是同步檢測法（相干解調(diào)）。兩者不同的是，解調(diào)系統(tǒng)中需要加入抽樣判決器，這對于改善接收信號的性能是十分重要的。2ASK解調(diào)方框圖如圖2.5。 圖2.5 2ASK解調(diào) (2)二進制移頻鍵控(2FSK) 2FSK信號的產(chǎn)生可分為兩種：一種是采用模擬調(diào)頻電路來進行2FSK調(diào)制，一種是采用鍵控法。兩種方法產(chǎn)生的2FSK信號的區(qū)別在是否具有連續(xù)變化的相位，前者產(chǎn)生的信號具有連續(xù)的相位，而后者產(chǎn)生的2FSK信號的相位不連續(xù)。 將兩個頻率不相同的2ASK調(diào)制信號相互疊加再混合輸出，可是視為一個2FSK調(diào)制信號，因而2FSK調(diào)制信號的解調(diào)

15、方法和2ASK信號相同，也是相干解調(diào)與包絡檢波。2FSK信號的解調(diào)方法還有許多種，除此之外，還具有過零檢測法、鑒頻法及差分檢測法幾種重要的解調(diào)方法。 包絡檢測法所使用的原理是使信號通過兩個不同的窄帶濾波器電路之后，電路過濾出不同的兩個信號，兩個信號的頻率各不相同，再對兩個分信號進行抽樣判決，利用我們所制定的判決規(guī)則解調(diào)出原始信號[2]。差分檢測法是對不同的頻率進行鑒定，具體說來就是通過對比調(diào)制信號及其延遲信號，發(fā)現(xiàn)它們間不一樣的頻率，篩選出不同地頻率信息[2]。而鑒頻法則是把振幅信息一模一樣的頻率調(diào)制波變換成為振幅信息各不相同的調(diào)幅調(diào)頻波，它經(jīng)過低通濾波器等振幅檢波器之后，提取出不同的頻率變

16、化的信息[2]。 (3)二進制移相鍵控(2PSK) 調(diào)制載波具有兩種不同相位信息，2PSK將這兩種不同的相位信息設(shè)定成為0、1兩個不同的邏輯值，稱作為絕對相移方式[3]。信號的表達式可以表示為： (2.5) 其中表示的是第n個波形符號的電平取值，可取值為+1或者-1。2PSK的實現(xiàn)框圖如圖2.6所示: 圖2.6 2PSK調(diào)制 由式(2.3)和式(2.5)可以看出2PSK和2ASK表達形式一樣，區(qū)別在于an的取值不同，因而可以用式(2.4)來表示2PSK信號的功率譜。2PSK調(diào)制信號與2ASK數(shù)字調(diào)制信號具有十分相似的頻譜特性，已調(diào)信號

17、的頻帶寬度值同樣也等于原有調(diào)制信號的兩倍。 2PSK調(diào)制信號一般使用相干解調(diào)法對調(diào)制信號進行解調(diào)，圖2.7描述的是2PSK相干解調(diào)器的原理方框圖。 圖2.7 2PSK相干解調(diào) 當原始信號取值為邏輯`1時，2PSK信號經(jīng)過乘法器之后，輸出信號表達式為: . (2.6) 它的取值范圍為[0,l]。當原始信號值為邏輯`0時，2PSK信號經(jīng)由乘法器，與本地同頻同相載波進行乘法運算，輸出表達式為： (2.7) 它的取值范圍則為。在經(jīng)過低通濾波器之后，低頻分量可以順利通過，高頻分量被濾去，

18、剩下的只是基帶碼元信息，在抽樣判決之后輸出基帶信號。 如圖2.8是對4ASK、8PSK調(diào)制信號的空間矢量圖所進行的準確描述。由圖觀察可知：4ASK與8PSK的信號空間都沒有被合理有效利用，可知僅僅使用幅度或者相位來攜帶原始信號的一些有用信息，都將無法使信號端點合理分配各個空間，不能夠充分利用信號空間。 圖2.8 4ASK和8PSK空間矢量圖 上面所學習與分析的是幾種和MQAM調(diào)制有關(guān)的調(diào)制方式。在這個基礎(chǔ)上我們將重點分析16QAM調(diào)制解調(diào)原理、它的具體電路設(shè)計方案以及對系統(tǒng)性能所做的MATLAB仿真。 2.3 正交幅度調(diào)制(QAM) 2.3.1 QAM調(diào)制原理 受到圖2.8的

19、啟發(fā)，QAM調(diào)制信號充分利用信號空間，將調(diào)制波的相位和振幅作為兩個單獨的參量同時受到調(diào)制，讓相位、輻度都攜帶有有用信息[4]。一般而言，人們常常將正交幅度調(diào)制信號寫成為： (2.8) 式中是同相信號或I信號；是正交信號或Q信號；分別是載波的離散振幅；m是的電平數(shù)，取值1，2，...，M。代表著信號的幅度取值，也攜帶有其位置信息，它與星座圖當中的空間矢量坐標點一一對應。 產(chǎn)生16QAM信號有兩種方法：一種比較常用的方法稱為正交調(diào)幅法，而另外一種常用方式稱為復合相移法。前者是將具有不同參數(shù)的獨立的正交4ASK調(diào)制信號矢量混合疊加產(chǎn)生，獲得16QA

20、M信號，同樣后者則是將具有不同參數(shù)的獨立的兩個QPSK信號矢量混頻疊加，形成16QAM信號。分別如圖2.9的(a)與(b)。 圖2.9 16QAM信號的調(diào)制方式 圖2.10描述的是正交幅度調(diào)制的原理方框圖。 圖2.10 正交調(diào)幅法原理圖 在信號輸入端，信號首先進行串并轉(zhuǎn)換器，將信號分為和兩個部分。、都分別進行2-4值電平轉(zhuǎn)換，經(jīng)過4值調(diào)幅器后再分別和相位相差的相干載波相乘，形成I（同相）、Q（正交）調(diào)制信號，隨之將I、Q兩路信號輸入混合頻率加法電路，經(jīng)過相加運算之后，從混頻電路中調(diào)制出16QAM調(diào)制信號。正交調(diào)幅法優(yōu)點明顯，它結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)而且只是需要少量調(diào)制器。 圖2.

21、11所描述的是由復合相移法產(chǎn)生的調(diào)制的16QAM信號的矢量圖。 圖2.11 復合相移法調(diào)制的16QAM信號的矢量圖 復合相移法也稱作四相疊加法，4個信號得到相位受到同一個載波信號源的驅(qū)動，其中大、小QPSK幅度為2:1。在圖2.11中，所攜帶的信息它們依次映射同相、正交兩路信號的4個不同振幅邏輯電平。經(jīng)過自然碼-格雷碼的邏輯變換電路之后，多進制正交調(diào)制信號就擁有了格雷碼的電平邏輯值。圖2.12所描述的是經(jīng)格雷編碼電路采用復合相移法產(chǎn)生16QAM的原理圖。 圖2.12 復合相移法原理方框圖 2.3.2 QAM解調(diào)原理 如同其他很多調(diào)制信號的解調(diào)，QAM信號也大都是使用相干解調(diào)法

22、對信號進行相干解調(diào)從而恢復出原有信號。其原理圖如圖2.13所示。 圖2.13 QAM相干解調(diào)法 在信號的接收端，信號經(jīng)過乘法器分別與正交、同相兩相差的正交載波經(jīng)行乘法運算。同相分量的表達式為： (2.9) 正交分量信號的表達式為： (2.10) 經(jīng)過相干解調(diào)之后，可以解調(diào)輸出兩路模擬數(shù)字信號，隨后讓該信號經(jīng)由低通濾波器濾除高頻信號濾出直流分量與，最后在經(jīng)過電平抽樣判決、4-2值電平轉(zhuǎn)換、模數(shù)轉(zhuǎn)換器、解碼映射以及并/串轉(zhuǎn)換之后，可以輸出解調(diào)的數(shù)字基帶信號[6]。當L=4時，為16QAM相干解調(diào)。 第三章

23、 16QAM調(diào)制器系統(tǒng)組成與原理 3.1 調(diào)制方案設(shè)計 本章的16QAM調(diào)制采用的調(diào)制方式是正交調(diào)幅法，該調(diào)制器的前端實現(xiàn)是基于CPLD這一核心器件的。圖3.1所示為其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。 圖3.1 16QAM調(diào)制系統(tǒng) 由圖3.1可知16QAM調(diào)制器主要由兩部分構(gòu)成，如圖3.2所示,(a)為由CPLD實現(xiàn)調(diào)制器的前端變換和編碼，它由時鐘模塊、m序列模塊、串/并轉(zhuǎn)換模塊與碼映射邏輯(CPLD與D/A轉(zhuǎn)換器接口)模塊等部分組成；(b)部分是調(diào)制器的后端實現(xiàn)，它由D/A轉(zhuǎn)換器與I、Q正交調(diào)制器構(gòu)成。 圖3.2 16QAM調(diào)制器組成 3.1.1 基于CPLD的16QAM調(diào)制器前端實現(xiàn)

24、 本部分使用Altera公司MAX7000S系列的EPM7128SLC84-15來實現(xiàn)，其頂層設(shè)計模塊如圖3.2 (a)所示。各模塊功能如表3.1。 表3.1 16QAM調(diào)制器前端實現(xiàn)部分各模塊的功能 模 塊 作 用 時鐘模塊 發(fā)揮分頻作用，為其它模塊分配各模塊的時鐘信號 m序列模塊 產(chǎn)生任意碼長m序列，作為系統(tǒng)的基帶輸入信號 串/并轉(zhuǎn)換模塊 完成由1路串行基帶數(shù)字信號到4路并行基帶數(shù)字信號的串/并轉(zhuǎn)換 碼映射邏輯模塊 完成和數(shù)模轉(zhuǎn)換器模塊的接口分配與連接 (l) 時鐘模塊 時鐘出現(xiàn)在電路中的各個環(huán)節(jié)各個模塊，是電路

25、中不可或缺的一部分。該部分的時鐘信號是經(jīng)過20MHz有源晶振獲得的，經(jīng)過時鐘模塊后對信號的頻率進行劃分。時鐘模塊按照m序列模塊、串/并轉(zhuǎn)換模塊與碼映射模塊各模塊對于輸入時鐘的需要進行對其頻率進行劃分與分配，并為各個部分提供時鐘信號。 (2) m序列模塊 二元m序列屬于偽隨機序列，它擁有良好的自相關(guān)函數(shù)，取得或是拷貝一段二進制m序列都不是難事，因而使用m序列作為整個調(diào)制解調(diào)器的初始輸入。此部分的m序列的特征多項式是： (3.1) 時鐘信號在時鐘模塊進行分頻之后產(chǎn)生16分頻時鐘信號，這個16分頻時鐘信號便可作為該部分的時鐘。通

26、過產(chǎn)生碼速率為，碼長為的m序列，讓它作為輸入信號輸入到系統(tǒng)當中。如果想要獲得碼長為的m序列，僅需知道n階線性反饋易存器的特征多項式再更改m序列模塊即可。其生成框圖如圖3.3所示： 圖3.3 m序列生成框圖 (3) 串/并轉(zhuǎn)換模塊 在本部分，由m序列生成模塊產(chǎn)生的1路數(shù)字基帶信號被轉(zhuǎn)換成為4路并行的數(shù)字信號輸出系統(tǒng)，按這樣分配之后，每路信號的速率都是原有信號速率的，即。如圖3.4所示，我們所規(guī)定的4路并行信號具有不同的空間位置，合理的分配在整個矢量信號空間，它們分別與矩形16QAM星座圖的信號點依次對應。 圖3.4 16QAM星座圖 (4) 碼映射邏輯模塊 在該模塊，我們所定

27、義的并行信號被分為另外兩路并行信號：與。、兩路不同的數(shù)字信號再分別同I、Q兩路8位D/A轉(zhuǎn)換器相互配對彼此相連。通過兩路信號或同兩個數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出電壓之間的相互映射關(guān)系，完成信號同D/A轉(zhuǎn)換器輸入端接口間準確連接，同時可以推導出或同的聯(lián)系。是D/A轉(zhuǎn)換器的數(shù)字輸入量。表3.2所展示我們的是碼映射模塊的對應關(guān)系。 表3.2 （a1,a3）或（a2,a4）與E0的對應關(guān)系 a3 a1 d1 d2 d3 d4 d5 d6 d7 d8 E0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 +0.020

28、 0 1 1 0 0 1 0 0 0 0 +0.640 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 +1.270 1 1 1 0 1 1 0 1 0 0 +2.050 118由表3.2的映射關(guān)系可以知道CPLD輸出接口和I、Q兩路D/A轉(zhuǎn)換器數(shù)字輸入端數(shù)字的映射關(guān)系分別為式(3.2)以及式(3.3)： (3.2)

29、 (3.3) 到這里，基于CPLD的16QAM調(diào)制器的前端實現(xiàn)部分就實現(xiàn)了將輸入的調(diào)制信號輸出為I、Q兩路8位信號，8位信號的在輸出端口的數(shù)值依次與8位D/A轉(zhuǎn)換器輸出端點的取值呈現(xiàn)映射關(guān)系。如果在實際操作之中需要與其他位數(shù)的D/A轉(zhuǎn)換器接口匹配，通過改變在這個模塊的VerilogHDL編程程序，修改信號與D/A轉(zhuǎn)換器值的相應關(guān)系就能簡單的實現(xiàn)。。 EPM7128有多個可編程的輸入輸出引腳，可輕易地完成對數(shù)模、模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接口匹配邏輯控制[7]。EPM7128引腳功能如表3.3 表3.3 EPM7128引腳功能說明 端 口 名 稱 功 能 當reset為O時，CPLD內(nèi)

30、部清零初始化； INPUT/GLCRn 全局reset信號 當Reset取邏輯值1時，CPLD正常運行， 進行仿真。 INPUT/GCLKl 時鐘輸入引腳 它是時鐘模塊的輸入信號的輸入端口，時鐘 模塊根據(jù)不一樣的需要將其分頻。 TDO、TDI 芯片與電腦通信的 將完成過電路的仿真試驗的Verilog或其它硬TMS、TCK JTAG端口 件描述語言設(shè)計的程序使其在電腦下載至CPLD芯片中。 共16支端口和數(shù)模轉(zhuǎn)換器匹配，設(shè)定其中一 I/O

31、 輸入/輸出端口 個I/O端口與D/A的進行匹配,以支配數(shù)模轉(zhuǎn)換器的電壓閾值。 3.1.2 16QAM調(diào)制器的后端實現(xiàn) (1) D/A轉(zhuǎn)換模塊 該部分選擇National Semiconductor公司DIP-16封裝的D/A轉(zhuǎn)換器DAC0800。DAC0800可與任一邏輯電平兼容。當它同不同的邏輯電平相兼容時，D/A的的連接方法我們?nèi)菀椎弥?，圖3.5描述的就是。 圖3.5 管腳接法示意圖 DAC0800外圍電路并不難以知道，圖3.6描述的就是其電路圖。 圖3.6 DAC0800外圍電路示意圖 使用單極性+5V電源電

32、壓時，兩路信號經(jīng)過LM741C這個放大器之后，兩路電源信號轉(zhuǎn)化為電壓信號，電壓邏輯取值為，表達式當中X是轉(zhuǎn)換器輸取值。 如圖3.2 （b)所示。I、Q兩路信號經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換器后速率為： 。經(jīng)過2-4值變換器件之后，將同相、正交兩信號傳入到I、Q各自調(diào)制器之中，它們調(diào)制之后，信號頻率位于高、低頻之間。 (2) I、Q正交調(diào)制 I、Q正交調(diào)制指將兩彼此分離的I、Q信號與彼此相位相差為的兩個本地載波進行乘法上運算，再經(jīng)過相加運算之后得到調(diào)制信號[4]。本文中使用MIRCO．DEVICES公司的RF2713集成芯片。 RF2713集成芯片的結(jié)構(gòu)原理圖我們不難得知，圖3.7描述的是其原理圖。

33、 圖3.7 RF2713結(jié)構(gòu)原理圖 RF2713為單片集成正交調(diào)制/解調(diào)芯片[4]。當它作為調(diào)制器放入電路時，可以將0到50MHz的I、Q兩基帶原始信號進行加法運算進而輸出；當它發(fā)揮解調(diào)器作用之時，將攜有有用信息的射頻載波這種頻率不大也不小的信號當中獲得I、Q兩路基帶信號[8]。RF2713作為調(diào)制器使用時的電路圖配置容易理解，如圖3.8所示。 圖3.8 RF2713調(diào)制器配置 BASEBAAND I與BASEBAND Q依次是I、Q兩基帶信號的送入端；LO是載波的輸入；IF OUT輸出經(jīng)過正交調(diào)制的QAM調(diào)制信號。 3.2 本章小結(jié) 本章通過設(shè)計和分許，實現(xiàn)了16QAM調(diào)

34、制器的邏輯功能，包括利用CPLD的前端變換與后端實現(xiàn)的邏輯編碼，配合DAC0800，RF2713集成芯片等一些額外器件以及VerilogHDL語言編程，討論了具體完整的設(shè)計過程。該種方案的延伸性與適用性好，同時它也為具有自適應功能的調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)以及可變速率系統(tǒng)的具體設(shè)定奠定了基礎(chǔ)。 第四章 16QAM解調(diào)器系統(tǒng)組成與原理 4.1 解調(diào)方案設(shè)計 本系統(tǒng)為基于CPLD的16QAM解調(diào)器設(shè)計。16QAM的解調(diào)與產(chǎn)生一樣簡單，16QAM相干解調(diào)器結(jié)構(gòu)圖為圖4.1。 圖4.l 16QAM解調(diào)器組成 解調(diào)器的前端實現(xiàn)由I、Q正交解調(diào)器與兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器來構(gòu)成，如圖4.1 (a)，經(jīng)過解調(diào)

35、器的前端實現(xiàn)部分，頻率不算太高也不算太低的16QAM信號經(jīng)過解碼與并/串變換之后被設(shè)定成為I、Q兩路基帶信號；解調(diào)器的后端信號的轉(zhuǎn)換由CPLD編程來完成，如圖4.1 (b)。 4.1.1 16QAM解調(diào)器的前端實現(xiàn) 16QAM中頻調(diào)制信號經(jīng)由I、Q正交解調(diào)器以及載波恢復過程之后，輸出兩路模擬信號，經(jīng)過整形變換、濾波處理與模數(shù)轉(zhuǎn)換后輸出數(shù)字信號，最后經(jīng)過解碼關(guān)系、變換等環(huán)節(jié)還原輸出最初的基帶信息。 (1) I、Q正交解調(diào) RF2713作為解調(diào)器時候的配置如圖4.2。中頻調(diào)制信號輸入至解調(diào)器后經(jīng)還原恢復電路，在一系列變換域處理之后還原出載波，我們將載波恢復電路輸出的載波作為本地載波LO的輸

36、入，并從I OUT與Q OUT兩個引腳輸出經(jīng)過正交解調(diào)電路之后的兩路模擬基帶信號[8]。 圖4.2 RF2713解調(diào)器配置 16QAM相干解調(diào)系統(tǒng)中，我們可以看到載波恢復電路關(guān)系到解調(diào)信號的性能，所以說方案設(shè)計的關(guān)鍵是準確地載波還原。該部分使用載波還原的方法來實現(xiàn)正交解調(diào)以保證準確的解調(diào)過程，四次方環(huán)載波恢復的原理可以從很多書籍中得知，圖4.3所示即是。 圖4.3 四次方環(huán)載波還原法 四次方環(huán)載波恢復是以平方環(huán)載波恢復為基礎(chǔ)，創(chuàng)新性的提出的一個載波恢復的方法[8]。調(diào)制信號的表達式為： (4.1) 式(4.1)中，與為彼此獨

37、立的兩路信號。 式(4.2)為16QAM調(diào)制信號Y(t)經(jīng)載波信號還原電路之后的輸出表達式。當信號經(jīng)過一個窄帶濾波器時，且濾波器的中心頻率為，式(4.2)中第一項高頻信號可以完全通過窄帶濾波器，第二項低頻信號和第三項直流信號被濾除，無法通過濾波器。其輸出的信號均值如式(4.3)。 (4.2) (4.3) 式(4.3)中，。 (2) A/D轉(zhuǎn)換模塊 CPLD與模數(shù)轉(zhuǎn)換器件的匹配十分地簡單，它的連接原理圖如同圖4.4。 圖4.4 CPLD與A／D轉(zhuǎn)換器原理圖 ADC08100是一個8位數(shù)值數(shù)模變換器器件，它的抽樣信

38、息速率高于20Mbps而又小于100Mbps，屬于中頻[9]。該器件包含：+2.7～+3.6V電壓，1.3mW/MHz功耗以及當50MHz輸入時諧波失真為54dB。數(shù)字輸入、輸出引腳兼容TTL/CMOS。A/D的PD/CLK腳分別匹配EPM7128的兩個輸入輸出端口，使其提供時鐘并進行邏輯控制。 4.1.2 基于CPLD的16QAM解調(diào)器后端實現(xiàn) 16QAM解調(diào)器的后端設(shè)計部分一共包含三個分塊，一個時鐘模塊，一個解碼模塊，還有一個并/串變化模塊。各部分的功能如表4.1。 表4.1 16QAM解調(diào)器后端實現(xiàn)各部分的功能 模 塊 功 能 時鐘模塊 發(fā)揮分配頻率作用

39、，使得各個分頻信號作時鐘 解碼映射邏輯模塊 完成和電路另外兩8元A/D轉(zhuǎn)換器的匹配 并/串轉(zhuǎn)換模塊 將并行的調(diào)制信號變成串行的整路原有信號 (1) 時鐘模塊 CPLD中的時鐘模塊發(fā)揮著劃分頻率，分配各個不同頻率的時鐘這樣一個作用。時鐘模塊在按需分頻之后的信號成為另外兩個模塊電路各個環(huán)節(jié)的時鐘信號。不同模塊需要的時鐘信號也不盡相同，解碼映射邏輯模塊的時鐘信號的頻率僅僅只是并/串轉(zhuǎn)換模塊時鐘信號頻率的。在實際操作當中，為了滿足各個部分對于時鐘信號不同時鐘參數(shù)的需要，可以在運用Verilog語言編程時，適當?shù)膶r鐘頻率進行合理調(diào)整。 (2) 解碼映射邏輯模塊 在16QA

40、M解調(diào)系統(tǒng)中，第一步是確定或者代表的的4個電平值和A/D轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信息之間的邏輯函數(shù)關(guān)系。由于我們在16QAM調(diào)制系統(tǒng)中已經(jīng)規(guī)定了或者和4個邏輯電平值相應的關(guān)系，根據(jù)這個關(guān)系，找出A/D轉(zhuǎn)換器和CPLD間的接口關(guān)系。 A/D轉(zhuǎn)換器輸出的兩路數(shù)字信號會傳送到解碼映射邏輯模塊，我們可以通過反向的推導尋找出2-4電平轉(zhuǎn)換編碼間的反向關(guān)系，從而可以將其轉(zhuǎn)化為并著輸出的四路數(shù)字信號。在該還原系統(tǒng)中，4-2電平轉(zhuǎn)化作用及其轉(zhuǎn)化作用由數(shù)模變化器與解碼映射邏輯模塊各環(huán)節(jié)的連接與正常工作一同實現(xiàn)。 (3) 并/串轉(zhuǎn)換模塊 信號在經(jīng)解碼映射邏輯模塊之后會輸出的4路并行數(shù)字信號，而之后它又將輸入16QA

41、M解調(diào)系統(tǒng)中的并/串轉(zhuǎn)換模塊，在這個模塊中，信號被轉(zhuǎn)為1路串行數(shù)字信號后輸出，實現(xiàn)16QAM解調(diào)。輸出的串行數(shù)學信號的速率就等于原始信號的傳輸速率，它是4路并行信號中每一路信號速率的4倍。 4.2 本章小結(jié) 本章設(shè)計完成了16QAM解調(diào)系統(tǒng)。通過CPLD，數(shù)模轉(zhuǎn)換器，低通濾波器及I、Q正交解調(diào)器等一些外圍電路以及VerilogHDL語言編程，討論了具體完整的設(shè)計過程。首先在16QAM解調(diào)器前端采用RF2713集成重要器件等重要電路器件，其次在利用了CPLD器件電路當中，解調(diào)器后端的數(shù)字信號的解碼、變換則利用VerilogHDL硬件語言編程實現(xiàn)。從而輸出解調(diào)信號，實現(xiàn)16QAM解調(diào)。 

42、第五章 基于MATLAB的QAM系統(tǒng)仿真實現(xiàn) 本章將利用Matlab這一所學軟件的Simulink仿真模塊對16QAM調(diào)制解調(diào)進行系統(tǒng)仿真，以獲得16QAM調(diào)制信號軌跡圖、16QAM調(diào)制信號星座圖、16QAM調(diào)制信號的眼圖以及16QAM的誤碼率曲線圖。 5.1 模型的建立 在下圖5.1中，我們可以清晰的看到16QAM系統(tǒng)性能的仿真模型圖。 圖5.1 16QAM性能的仿真模型圖 將模塊搭建起來后，按下列表格設(shè)置每個模塊的參數(shù)。 表5.1 隨機整數(shù)信號產(chǎn)生器的參數(shù)設(shè)置表 參數(shù)名稱 參數(shù)值 M-ary number(進制數(shù))

43、16 Initial seed(初始種子) 任意整數(shù) Sample time(抽樣時間) 1/碼元速率 Frame based out-put(輸出幀格式) 設(shè)置為原始值 Interpret Vector parameters 1-D 設(shè)定為原始值 (獲得一維向量) Sample per frame(每幀的抽樣數(shù)) 碼元速率 表5.2 正交幅度調(diào)制/解調(diào)(General QAM)的參數(shù)設(shè)置 參數(shù)名稱 參數(shù)值 Sig

44、nal constellation 根據(jù)16QAM星座圖，對于每個信號依(信號星座圖) 次一個個輸入信號相應地矢量坐標 Sample per symbol 設(shè)置為2 (每符號抽樣數(shù)) 表5.3 加性高斯白噪聲信道(AWGN)的參數(shù)設(shè)置 參數(shù)名稱 參數(shù)值 Initial seed(初始種子) 任意整數(shù) Mode(模式) 設(shè)定其運行在信噪比模式 SNR(信號噪聲的平均功率比) 設(shè)定為一個數(shù)值或變量

45、名 Input signal power(watt)(輸入信號功率) 設(shè)置為1 表5.4 錯誤統(tǒng)計器(Error Rate Calculation)的參數(shù)設(shè)置 參數(shù)名稱 參數(shù)值 Receive delay(接收端時延) 設(shè)置為0 Computation delay(計算時延) 設(shè)置為0 Computation Mode(計算模式) 設(shè)定為計算幀模式 Output data(輸出數(shù)據(jù)) 設(shè)為Work 對表5.1中的碼元速率取10000

46、波特/每秒，對于表5.2中的Signal constellation設(shè)置為：[-1.5+1.5*i -0.5+1.5*i 0.5+1.5*i 1.5+1.5*i -1.5+05*i -0.5+0.5*i 0.5+0.5*i 1.5+0.5*i -1.5-0.5*i -0.5-0.5*i 0.5-0.5*i 1.5-0.5*i -1.5-1.5*i -0.5-1.5*i 0.5-1.5*i 1.5-1.5*i]。按照表5.1到表5.4，對所有的參數(shù)進行設(shè)定之后，就可以對16QAM調(diào)制性能進行仿真，從而輕松地獲得16QAM調(diào)制信號軌跡圖、16QAM調(diào)制信號星座圖、16QAM調(diào)制信號的眼圖以及16Q

47、AM的誤碼率曲線圖。 5.2 仿真結(jié)果及分析 圖5.2描述的是經(jīng)過MATLAB軟件相應模塊仿真之后所獲得的16QAM調(diào)制信號軌跡圖。 圖5.2 16QAM調(diào)制信號軌跡圖 在圖5.3中，我們所看到的是16QAM調(diào)制信號的星座圖。 圖5.3 16QAM調(diào)制信號星座圖 根據(jù)圖5.2可以看到同相、正交兩路信號的軌跡。由軌跡圖5.2和星座圖5.3可以觀察到，圖中有16個離散信號點（即圖5-3中米子形點），它們分別對應于16進制的數(shù)值取值，而且每個點都是中心對稱、排布整齊。每一個米子形點都代表著一個碼元的相應位置，而每一個信號點都是同相和正交兩個相互正交的矢量疊加而成。 在星座圖當

48、中，任意兩個信號矢量點間的最短距離如果達到越大，那么信號最佳的誤碼率作用也就越佳。當端點間的最小距離比較大時，信號的平均功率也就較小，此時，只需要用較小的信號平均功率就可以實現(xiàn)比較優(yōu)良的抗噪聲的性能。 調(diào)制信道經(jīng)過信道之后，其仿真得到的眼圖如圖5.4所示。 圖5.4 16QAM信號眼圖 由眼圖5.4可以看見信號線跡細而且輪廓清晰的大“眼睛”，示波器的掃描跡線幾乎完全重疊，可以知道信道不存在碼間干擾，表明信道系統(tǒng)性能十分優(yōu)良，信號通過信道后失真小，效果好。 經(jīng)過圖5.1的系統(tǒng)圖之后，對比原始信號與解調(diào)后信號的特性，可以的到圖5.5的QAM誤碼率曲線圖。 圖5.5 QAM的誤碼率

49、曲線圖 根據(jù)圖5.5，我們可以觀察到16QAM理論誤碼率曲線與16QAM仿真誤碼率有一些偏差，并沒有完全的重合。在信噪比值是10dB時，它們兩者之間的誤差最小，效果同樣也是最佳的。當信號噪聲平均功率比高過10dB時，仿真得到的誤碼率略大于其理論取值。當號噪聲平均功率比低過10dB時，仿真獲得的誤碼率略小于理論計算值。 第六章 結(jié)論 調(diào)制解調(diào)技術(shù)作為通信領(lǐng)域的一項重要技術(shù)，不僅為通信其他技術(shù)奠定了基礎(chǔ)，而且與人們的生活息息相關(guān)，為人們提供了極大的便利。該篇論文所完成的事項可以總結(jié)為如下三點： 第一，文章開篇對現(xiàn)有的一些調(diào)制解調(diào)技術(shù)原理進行了簡要概括，并通過對它們的分析，系統(tǒng)具體

50、地研究了16QAM調(diào)制解調(diào)器的各部分組成及其原理。 第二，論文給具體實現(xiàn)QAM調(diào)制與解調(diào)闡述了一個非常創(chuàng)新的說法：基于CPLD的調(diào)制解調(diào)器的系統(tǒng)設(shè)計。同時，對其進行了具體的設(shè)計，在外部電路中，利用CPLD、RF2713集成芯片以及一些外圍器件，比如A/D，D/A轉(zhuǎn)換器等，對電路進行了具體系統(tǒng)的分析。 第三，使用MATLAB軟件，對16QAM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)進行了仿真實驗，繪制出了16QAM調(diào)制信號的軌跡圖、16QAM星座圖以及16QAM調(diào)制信號的眼圖等圖。 這種基于CPLD的16QAM調(diào)制解調(diào)方案設(shè)計對于不同進制的QAM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)都可以適用，擴展性十分的好。同時，它還有一個優(yōu)點，那就是與以

51、前由分立元件所構(gòu)成的電路相比較，它可以在一定程度上節(jié)省印制板的面積。然而，這個方案也不是十全十美的，它需要進一步地細化設(shè)計方案、優(yōu)化實際電路結(jié)構(gòu)及其步局。 參考文獻 [1] 談振輝．數(shù)字移動通信系統(tǒng)中的調(diào)制技術(shù)．現(xiàn)代通信技術(shù)，1994，(3)：21～23 [2] 朱旭明,易清明．MQAM調(diào)制技術(shù)及其在移動通信中的應用．移動通信，2001、(1)：30～34 [3] 馬時平,畢篤彥,陳振華．DVB．C QAM調(diào)制器的實現(xiàn)．中國有線電視，2002，(1)：32～33 [4] 陳偉群,甘智峰．正交幅度調(diào)制(QAM)信號的解調(diào)技術(shù)與實現(xiàn)．電視技術(shù)，)．2001，(3)：11～14 [5

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55、篇論文的最終定稿，我的這些復雜心情也逐漸地消散，甚至于會有一些成就感，因為付出的努力終將會有所結(jié)果。 這里，我想要感謝一直給予我支持、鼓勵與指導XX老師。作為該篇論文的指導老師，他不僅在我最無奈與孤獨的時候給我加油加氣，而且在最初我對文章一頭霧水的情況下始終耐心、細心、友善的對我進行了全程的指導，使我不灰心不氣餒，順利的完成這篇論文的編寫。 我還要感謝我的班主任XX老師以及在大學四年為我們授課的所有老師，正是他們的認真授課和細致講解，使我學到了非常多的專業(yè)知識，是他們讓我看到了在這個領(lǐng)域的精彩，也是他們讓我學會了如何更好的做人做事。 最后我想感謝大學四年里一直陪伴著我的同學、朋友們，因為他們的出現(xiàn)我的人生變得更加豐富，也是因為他們我在努力奮斗的道路上從不孤獨，非常謝謝他們。謝謝！